逆变电源的设计篇1
第1章
概述
任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。传统的晶体管串联调整正弦波逆变电源是连续控制的线性正弦波逆变电源
。这种传统正弦波逆变电源技术比较成熟,并且已有大量集成化的线性正弦波逆变电源模块,具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点、但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都不得和很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于调整管上消耗较大的功率,所以需要采用大功率调节器整管并装有体积很大的散热器,很难满足现代电子设备发展的要求。在近半个多世纪的发展过程中，正弦波逆变电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛的应用，正弦波逆变电源技术进入快速发展期。
正弦波逆变电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。它的功耗小，效率高，正弦波逆变电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器，此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此正弦波逆变电源具有重量轻、体积小等优点。另外，于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V±10%,而正弦波逆变电源在电网电压在110～260V范围变化时,都可获得稳定的输出阻抗电压。正弦波逆变电源的高频化是电源技术发展的创新技术,高频化带来的效益是使正弦波逆变电源装置空前的小型化,并使正弦波逆变电源进入更广泛的领域,特别是在高新技术领域的应用,扒动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外正弦波逆变电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。
目前市场上正弦波逆变电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用moSFet的正弦波逆变电源转抽象频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是正弦波逆变电源的主要发展方向。高可靠性——正弦波逆变电源的使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高的可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使较少的器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。正弦波逆变电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率moSFet、iGBt等新型高速器件,开发高频用的低损磁性材料,改进磁元件的结构及设计方法,提高滤波电容的介电常数及降低其等串联电阻等,对于正弦波逆变电源小型化始终产生着巨大的推动作用。
总之，人们在正弦波逆变电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着正弦波逆变电源以每年过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。
第2章
设计总思路
2.1总体框架图
滤波电路
逆变电路
输入315V直流电
驱动电路
UC3842脉宽调制电路
输出220V交流电
误差比较
图1
总体框图
此次课程设计要求输入315V直流，输出220V交流，主电路采用单相桥式逆变电路，对高频开关器件常用pwm波控制，要产生正弦波可采用Spwm控制方法，通过控制电力电子器件moSFet的关断来控制产生交变正弦波电压。控制电路主要实现产生Spwm波，设计要求选用UC3842电流控制型pwm控制器产生控制脉冲。而UC3842实质上是通过输入的两路波进行比较，输出比较后形成的脉冲波，鉴于UC3842的这一特征，可以通过输入正弦漫头波和锯齿波进行比较得到所需的正弦波控制脉冲。正弦波产生器的设计有多种方法，本次课程设计采用555定时器多谐振电路产生方波经过滤波产生正弦波的方法作为正弦波产生器，再经过整流，使之成为正弦漫头波。锯齿波的产生电路比较简单，可以直接利用UC3842内部提供的谐振器加入电阻电容产生。此外电路要求输出的正弦波幅度可调，此时就需要使加入的正弦波漫头波幅值可调，此可以通过一加法器使之与设置电压相叠加产生电压可变的正弦电压。
主电路和控制电路的一些中间环节都是需要滤波的，由于产用Spwm控制，主电路的谐波成分较少，可以通过简单的RC无源滤波。控制电路中的方波要变成较为标准的正弦波，要滤去的谐波成分就要多得多，可以采用有源滤波，且可以通过积分环节使方波变成比较好的正弦波。
由于设计出来的电路是作为电源用的，对电源电流、电压检测就显得非常有必要了，可以通过从电源负载取出电流信号作为UC3842的关断信号，从而实现主电路的限流作用。要实现电流、电压的稳定，则可以通过取出的电流、电压信号与控制电路构成闭环控制来实现。为了不至使电路结构过于复杂，只设计了简单的电压反馈环使电压基本能跟随给定维持恒定。
2.2设计的原理和思路
图2
正弦波逆变电源的组成框图
该电路采用他励式,2管双推动输出脉宽调制方式输出电压为220V,输出电流2a,有欠压、过压和过流等多重保护功能。
第3章
主电路设计
3.1
Spwm波的实现
3.1.1
pwm固定频率的产生
pwm波形产生原理图如图3.1.1所示
图3.1.1
pwm波的产生电路图
pwm固定频率是由SG3525芯片产生。SG3525芯片的资料见如下：
管脚说明：
引脚1：误差放大反向输入
脚9：pwm比较补偿信号输入端
引脚2：误差放大同向输入
引脚10：外关断信号输入端
引脚3：振荡器外接同步信号输入端
引脚11：输出a
引脚4：振荡器输出端
引脚12:信号地
引脚5:振荡器定时电容接入端
引脚13：输出级偏置电压接入端
引脚6：振荡器定时电祖接入端
引脚14：输出端B
引脚7:振荡器放电端
引脚15：偏置电源输入端
引脚8:软启动电容接入端
引脚16：基准电源输出端
图中11与14脚输出两路互补的pwm波，其频率由与5、6管脚所连的R、C决定。pwm频率计算式如下：f=1/[C5(0.7R15+3R16)]，调节6端的电阻即可改变pwm输出频率。同时，芯片内部16脚的基准电压为5.1V采用了温度补偿，设有过流保护电路，5.1V反馈到2端同向输入端，当反向输入端也为5.1V时，芯片稳定，正常工作。若两端电压不相等，芯片内部结构自动调整将其保持稳定。
在脉宽比较起的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化，由于结构上有电压环河电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，目前比较理想的新型控制器。R和C设定了pwm芯片的工作频率，计算公式为t=(0.67*Rt+1.3*RD)*Ct
。再通过R13和C3反馈回路。构成频率补偿网络。C6为软启动时间设定电容。
3.1.2
Spwm波的原理
在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。当正弦值为最大值时，脉冲宽度也最大，脉冲间隔最小，反之正弦值较小时，脉冲宽度也小，脉冲间的间隔较大。这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减少，成为正弦波脉宽调制。
3.1.3
Spwm调制信号的产生
要得到正弦电压的输出，就要使逆变电路的控制信号以Spwm方式控制功率管的开关，所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。通过SG3525来实现输出正弦电压，首先要得到Spwm的调制信号，而要得到Spwm调制信号，必须得有一个幅值在l～3
5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3525脚2，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波实现Spwm的控制电路框图如图3.1.3(a)所示，实际电路各点的波形如图3.1.3(b)所示。
误差信号
基准电压
加法器
整流电路
滤波电路
调制电路
基准方
波
SG3525
时序电路
图3.1.3(a)
Spwm波控制电路框图
图3.1.3(b)
Spwm电路主要节点波形
由图3.1.3(a)
图3.1.3(b)可知，基准50Hz的方波是由555芯片生成的，用来控制输出电压有效值和基准值比较产生的误差信号，使其转换成50Hz的方波，经过低频滤波，得到正弦的控制信号。
3.2
保护电路模块
该系统是由直流边交流，弱点变为强电。故对系统进行必要的安全保护是必须的，在对系统进行调试时必须要注意安全。系统除了芯片本身具有的保护措施外，还对系统进行了专门的保护，具体如下。
3.2.1过电流保护
过电流保护采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在iGBt允许的过流时间内将其关断，起到保护作用。
如图3.2.1所示，过流保护信号取自Ct2，经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端，如图2.4所示。当同相输入端过电流检测信号比反相输入端参考电平高时，比较器输出高电平，使D2从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，使电压比较器一直稳定输出高电平。同时，该过电流信号还送到SG3525的脚10。当SG3525的脚10为高电平时，其脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。
图3.2.1
过电流保护电路
3.2.2空载保护电路的设计
空载检测电路如图3.2.2所示。是用电流互感器检测电流输出，当没有电流输出时，使三极管Q8截止，从而使RS-CK为高电平，停止输出Spwm波。8s后，再输出一组Spwm波，若仍为空载，则继续上述过程。若有电流输出则Q8导通，使得RS-CK为低电平，连续输出Spwm波形，逆变电路正常工作。
图3.2.2
空载检测电路图
3.2.3浪涌短路保护电路的设计
浪涌电路保护电路原理图如图3.2.3。此电路图是短路保护，用0.1欧的电阻对电压进行采样，通过470千欧电阻得到电流，并使这电流通过光电耦合器，当电流过高时使得Spwm波不输出，关闭iGBt形成保护。故障排除后光电耦合器输出关断，逆变器正常工作。
图3.2.3
浪涌短路保护电路原理图
第4章
单元控制电路设计
4.1
DC-aC电路设计
由前面论证已经明确采用全控桥式逆变电路。其中各桥臂通断由Spwm波控制的iGBt完成。
系统采用SG3525来实现Spwm控制信号的输出，该芯片其引脚及内部框图如图4.1所示。
图4.1
SG3525引脚及内部框图
直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5
V基准电压。+5
V再送到内部(或外部)电路的其它元器件作为电源。
振荡器脚5须外接电容Gt脚6须外接电阻Rto振荡器频率f由外接电阻Rt和电容Ct决定，f=1．1
8／RCto逆变桥开关频率定为l0kHz，取Gt=o．22μF，Rt=5
kΩ。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端，比较器的反向输入端接误差放大器的输出。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补，交替输出高低电平，将pwm脉冲送至三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入死区时间，保证V1及V2不同时导通。最后，V1及V2分别输出相位相差180°的pwm波。
4.2
pwm驱动模块
4.2.1
驱动电路的设计
驱动电路的设计既要考虑在功率管需要导通时，能迅速地建立起驱动电压，又要考虑在需要关断时，能迅速地泄放功率管栅极电容上的电荷，拉低驱动电压。具体驱动电路如图2.7所示。
图4.2.1
驱动电路
其工作原理是：
（1)当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使Q1的基极电位迅速上升，导致D2导通，功率管的栅极电压上升，使功率管导通；
（2)当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使Q1的基极电位拉低，而功率管栅极上的电压还为高，所以导致Q1导通，功率管的栅极电荷通过Q1及电阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地关断。
当然，对于功率管的保护同样重要，所以在功率管源极和漏极之间要加一个缓冲电路避免功率管被过高的正、反向电压所损坏。
4.2.2
tDS2285产生pwn波
Spwm的核心部分采用了张工的tDS2285单片机芯片,用其产生为功率主板产生占空比变化的矩形波，通过H桥产生所需的正弦波。U3,U4组成时序和死区电路，末级输出用了4个250光藕，H桥的二个上管用了自举式供电方式，这样做的目的是简化电路，可以不用隔离电源，该模块原理图如图4.2.2(a)所示：
图2-2-1
2.2.1
pwn波的产生
（1）、该模块中是由tDS2285芯片产生pwm波，tDS2285的芯片各管脚资料如图2-2-2：
图4.2.2(a)
pwm驱动电路图
1.该模块所采用的是tDS2285芯片，其管脚如图4.2.2(b)所示
图4.2.2(b)
tDS2285管脚图
2.该模块中tDS2285芯片的工作原理图4.2.2(c)如：
图4.2.2(c)
tDS2285产生pwm波
该芯片的6、7管脚生成交流电正、负半周调制波输出引脚，输出Spwm脉冲，其频率有接在2、3管脚间的晶振来决定。9脚为故障报警输出端，通常驱动一蜂鸣器，同时配合5脚LeD的状态，当蓄电池电压输入出现过压或低压时，该蜂鸣器随LeD指示灯每隔1秒报警一次，当出现交流过流或者短路时，该蜂鸣器随LeD指示灯每隔0.5秒报警一次。13脚为检测蓄电池电压，当13脚的电压超过3V或低于1V时，逆变停止工作，并进入欠压或过压故障状态。通过外接蓄电池上分压来实现。10脚为交流电压稳压反馈输入，实时检测功率主板输出的交流正弦波输出电压变动范围，并作调整输出达到稳定输出电压的目的。
第5章
系统调试
5.1
测试使用的仪器
序号
名称、型号、规格
数量
1
数字示波器
1
2
Ut70a数字万用表
1
3
函数信号发生器
1
5.2
输出功率与效率的测试
输出功率的定义：即为电源把其输入功率转换为有效输出功率的能力。
测试框图如下图所示。
先如图布置好测试电路后，进行如下步骤调试：
1.各电路输出电压、电流测量同时进行。
2.开启所有设备、记录输入功率数值及各点输出电压，电流值。
3.计算输入功率pi=Ui*ii，输出功率值po=Uo*io.
4.效率n=po/pi*100%,pi为输入。
5.3
过流保护的测试
定义：当输出电流大于设定保护值时，系统自动关闭输出，形成过流保护。当输出电流小于设定保护值时，系统自动恢复正常工作状态。
测试方法：如图18所示。在输出端接入3个串联10欧电阻作为负载，通过短路其中的一个或两个来模拟过流情况发生。观察系统是否进行过流保护。
图18
过流保护测试框图
测试结果与分析：逆变过程中，过流保护装置在电流大于设定保护值时关闭输出，并在恢复正常时又打开输出。所以过流保护装置正常工作。
5.4
空载待机功能测试
（1）
定义：当无负载接入时，系统关闭输出进入待机模式。当有负载接入时，系统进入正常工作状态。
（2）
测试方法：接入负载后断开负载，观察系统输出状态。
（3）
结果与分析：输出端负载断开5s后系统进入待机状态，此时无输出。再次接入负载，系统就开始进入逆变工作状态。
5.5
输出电压范围测试
（1）
定义输出电压的最大值最小值。
（2）
测试方法：调节电压反馈贿赂的参数，观察输出电压大小。
（3）
测试结果：接入300欧的电阻调节Rp3，输出电压在8~12V之间。
结果分析
经过测试以后题目的基本要求都已经完成，各项性能指标都较好的实现在输出功率稳定时效率达到了93%。同时该电路还具有短路保护，空载保护，过流保护的功能。
第6章
总结
刚刚拿到课程设计的题目时真不知道从哪里开始动手,课题名称里的芯片根本就没听说过。通过上网查找资料,弄清楚了它的功能,才真正开始了设计。但这个东西包括了几个部分,所以一定要把握好它的整体设计思路,在其框架之下,对各部分的单元电路进行分析和设计,最后经过电路的修改,参数的确定,将各个部分连接起来,形成总的电路图。
课程设计虽然大家的课题不是完全一样的，但是大家之间的团队合作还是很重要的，有些地方自己一个人看不明白，通过和同学之间的讨论最终弄明白，这是一个很有趣的过程，我相信通过这次的课程设计我们大家之间对于电力电子的学习取得了更加大的进步。
这次实习我学到了很多。在摸索该如何设计电路使之实现所需功能的过程中，培养了我的设计思维，增加了实际操作能力。在体会设计的艰辛的同时，更让我体会到成功的喜悦和快乐。
通过这两个星期的课程设计，从开始任务到查找资料，到设计电路图，到最后的实际接线过程中，我学到了课堂上学习不到的知识。上课时总觉得所学的知识太抽象，没什么用途，现在终于认识到了它的重要性。平时上课老师讲的内容感觉都听明白了,但真正到了用的时候却不怎么会用了,经过这次课程设计才知道,要真正学好一门课程,并不是把每一章的内容搞懂就行了,而是要将每一章的内容联系起来,融会贯通,并能够应用到实践中去.通过这次课程设计，我学到了不少新知识、新方法、新观点。这次设计不但锻炼了我的学习能力、分析问题与解决问题的能力，同时也锻炼了我克服困难的勇气和决心。
还有本次课程设计最重要的是加强了我的动手能力，平时学习的时候只是片面的认识和照搬书本上的知识，书本知识在实际应用的时候会出现很大的偏差，理论联系实际才是真正的学习之道。要在实际运用的时候结合实际的环境，具体的分析，解决问题，这才是这次课程设计对于我最重要的意义。
逆变电源的设计篇2
关键词：开关电源；变压器；脉宽控制芯；UC3842
中图分类号：tn911-34；tm464文献标识码：a文章编号：1004-373X(2011)24-0008-03
DesignofauxiliarySwitchingpowerSupplyforphotovoltaicinverter
HoUYun-hai,SUnShi-hua,Lier-shuai
（Collegeofelectricandelectronicengineering,ChangchunUniversityoftechnology,changchun130012,China）
abstract：inordertodesignanauxiliaryswitchingpowersupplyforphotovoltaicinverters,theisolatedsingle-endanti-flybackcurrent-controlmodeisadoptedinthecircuitstructure.theconclusionthatthedesignedcircuitissuitableforpVinvertersisobtainedbyexperiment.thisexperimentinvolvestheswitchingpowersupply′ssomebasicdesignspecifications,thetransformercoreandwindingdesign,feedbackandvoltage-stabilizingcircuit.theauxiliaryswitchingpowersupplyhasbeenalreadyusedinaninverter,whichisworkingwell,andwhoseoutputrippleissmallandtransformerhasnotoccuredanyfeverphenomenon.itmeetsthedesignrequirements.
Keywords：switchingpowersupply;transformer;pulsewidthcontrolchip;UC3842
收稿日期：2011-08-26
基金项目：博士点立项支撑项目“风、光新能源发电综合实验平台建设”
0引言
随着我国电力电子技术的不断革新以及光伏发电技术的广泛应用,研究光伏逆变电源内部的供电部分具有较大的实用价值。本文针对光伏逆变电源中辅助电源的特点,设计了一种隔离式单端反激的多路输出开关电源,它具有小体积、高性能和便于实现多路输出等优点。
1原理与设计
1.1辅助电源工作原理
隔离式单端反激电源电路结构原理如图1所示。
隔离式单端电源是指高频变压器作为主要隔离器件,且变压器磁芯仅工作在其磁滞回线一侧［1］。所谓反激式系指开关功率管Vt1导通时,在初级电感线圈中储存能量，而当Vt1关闭时，初级线圈中储存能量再通过次级线圈感应释放给负载。
其电路工作过程如下：
当moS管Vt1导通时，电流从电池正极经脉冲变压器上端流经脉冲变压器至下端，再从功率管Vt1的D极至S极，最后返回至电池负极［2］。电流在流过脉冲变压器时它在变压器初级电感线圈中做功储存了能量。经变压器耦合,使变压器次级产生了一个上负下正的电压,该电压同时使与变压器次级相连接的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止。在变压器次级回路无电流流过,既没有能量传递给负载。当moS管Vt1截止时，因电感线圈的自感电动势作用,电流方向变成了上负下正,经耦合,变压器次级电感线圈中的电压反转过来,即上正下负，从而使二极管导通,初级上电压经二极管整流成为直流单向脉动电压,该电压给输出电容C充电，同时在负载RL上也有了电流iL流过［3］。
1.2开关电源的设计
1.2.1技术指标
具体技术要求为：
（1）输入电源电压：DC24V，48V，110V，220V，330V±99V。
（2）输出电压电流:VCC1=15V±0.15V，0.7a；VDD1=5V±0.05V，0.3a；VCC2=12V±0.12V，0.1a；VCC3=15V±0.15V，0.2a；VCC4=24V±0.24V，0.1a；VCC5=24V±0.24V，0.3a。
（3）额定输出功率：30w，最大输出功率40w。
（4）电压调整率：
（5）负载调整率：
（6）纹波系数：Vpp≤200mV。
（7）整机效率：多路电源>80%。
（8）工作环境温度：-10～+45℃。
（9）温升:
（10）过载承受能力：1.1i(10min)。
1.2.2开关电源主回路
主回路开关管选用电压驱动型功率管iRF530,与传统的反激自激式开关电源中的晶体管相比,具有频率高，驱动控制简单，驱动功率小的优点［4］。为了减小开关管的开关应力,设计了与初级电感并联的RC缓冲电路,吸收关断过电压的能量。为了满足输出低纹波的要求,输出由tL431构成的精密光耦反馈电路与多级电容滤波［5］。
1.2.3变压器的设计
设计高频变压器首先应该从选择磁芯开始，然后是确定绕组的匝数。设计过程中需要了解与磁芯相关的多种特性及参数,需要进行各种参数计算和校验［6］。
本文设计的变压器与传统线性变压器相比,具有体积小，重量轻，能量传递效率高，易于改装等优点。
变压器磁芯计算:
反激式开关电源高频变压器磁芯计算可按面积乘积法(ap）计算。ap=aeaw=2p0DηKwJΔBf×104
（1）式中：ap单位为cm4；p0为输出面积，单位为w；ae为磁芯截面积；aw是窗口面积；D占空比选为0.4；η效率选为0.8；Kw为窗口面积的利用系数值为0.4；J=400a/cm2；ΔB=Bm－Br。
ap计算值可简化为：ap=aeaw=99p0(Bm－Br)f=99×400.15×150000
=0.2cm2式中Bm－Br取值0.15t。
查表则可直接选用ee25型磁芯，为了留出足够的功率余量，实际选用ee28型磁芯［7］。
1.2.4各输出绕组与绕线
变压器初次线圈匝数计算公式：n1=Vimax×1084BfS×1.2
（2）式中：f为工作频率，值为150kHz；B为铁心磁感应强度值为1000t；S为容量，S=（s/0.11）2×0.8，其中s为铁芯截面积，单位为cm2；Vi为输入电压；Vo为输出电压。
次级线圈匝数计算公式：n2=n1(Vo+ΔV)0.852Vimax×1.1
（3）式中ΔV取值为1.5。
考虑到集肤效应,绕线不易太粗,并且尽量覆盖磁芯面积,可以采用多根并绕的方式。另外,绕制高压侧的3个绕组时,应尽量绕在磁芯的中间位置,即离磁芯的上、下端部都要有一定的距离,且在磁芯上、下端都缠上几毫米的胶带,这样可以保证与低压侧的绕组在开关电源变压器内部有足够的距离［8］。
2实验
2.1实验主电路
主电路如图2所示。
该电路采用在变压器初级加上RCD箝位的反激变换器,6路输出;控制电路以UC3842为核心,再配以少量的外接元件。在整个电源运行系统中,电源系统实施的是个负反馈过程。如某种原因使输出电压上升时,则采样回路把上升的信号采集至系统放大器，即UC3842的反向端,经内部比较后输出一个减窄脉冲的过程,经脉冲变压器传递至次级,使次级的导通等面积相应减小，从而使输出电压下降。同理,当输出电压下降时,也可理解为一个相反的过程，使输出电压上升［9］。
2.2实验结果分析
直流电压经R1向UC3842的第7脚提供电压，当电压大于17V时电路启动。启动后，反馈绕组通过D3，D4，C7，C8给UC3842供电；R7,R8组成光耦发射极信号输出端引入至第2脚内部的高速放大器的反相输入端，最终形成电源系统负反馈，使输出电压稳定［10］。电源在额定功率输出时,主回路输出电压15V,比较光滑。纹波峰峰值约为140mV,整机效率达到90%,对于短路过流情况也能够给予芯片很好的保护,达到了设计目标。实验输出电压波形如图3所示。
3结语
本文设计的辅助开关电源工作稳定,输出纹波小,变压器无发热现象。经投入到光伏逆变电源系统,具有良好的工作性能,证明了设计的正确性。
参考文献
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逆变电源的设计篇3
[关键词]车载逆变电源正弦脉宽调制单片机
1引言
随着社会的发展，人民生活水品的不断提高，汽车逐渐进入了大众的家庭中，有车族们已经不仅仅将汽车作为一种代步工具了，而开始将其作为一种享受生活的工具。有车族在户外需要使用的电子设备越来越多，例如汽车音响、车用DVD、车用冰箱、手提电脑、手机充电器和各种电源适配器等等，而这些电子设备一般都需要用市电220V供电，汽车所能提供的电源是蓄电池，一般小车是12V，因此要使用这些设备必须配备电源转换器，即车载逆变电源。车载逆变电源一般使用汽车电瓶或者点烟器供电，将汽车蓄电池的12V直流电转变成一般电器所需要的220V交流电。在发达国家车载逆变电源是每辆车必须具备的。据统计，国内配备这种转换器的车辆还不足20%，加之每年汽车销售量居高不下，因而电源转换器在国内有很大的市场前景。
传统车载逆变电源都是准正弦波的逆变电源，也就是输出的交流电是方波220V，多采用pwm集成控制芯片控制逆变电路输出，如SG3525或tL494，存在着输出谐波大，效率低等问题，适用的负载较窄。本文介绍了一种输出为稳定、平滑的纯正弦波的车载逆变电源，以piC单片机作为主控制器，产生逆变器的Spwm信号，经输出滤波后可等到标准的正弦波，同时具有稳压、过流保护、欠压保护等功能，使逆变电源的适用负载更广。
2纯正弦车载逆变电源系统原理
纯正弦车载逆变电源系统原理如图1所示，主电路部分：蓄电池的12V直流电通过DC/DC升压电路升压为350V的高压直流电，DC/aC逆变电路将高压直流电转变为交流Spwm波，通过LC滤波后得到纯正弦的220V/50HZ交流电。控制电路部分：主控电路是以microchip的piC16F74芯片为控制核心，该芯片是一款RiSC高性能的CpU，仅含35个单字节指令，带有8位aD，双路pwm输出，3个定时/计数器，带UaRt接口，195个字节Ram，4k×14Bit的Flash存储器，保密性好，其指令速度在外部晶振20mHz下，可达200ns的指令周期。由piC16F74产生两路Spwm控制信号，通过隔离驱动后控制DC/aC逆变电路的功率开关器件，并实时检测电压电流，保证输出电压恒定，电池欠压或过流时采取相应措施报警及保护。
3主电路原理及设计
3.1DC/DC升压电路设计
升压电路采用推挽式DC/DC变换电路。如图2所示，输入端Ui为蓄电池电压（＋12V），由DC/DC变换将DC12V电压逆变为高频方波，经高频升压变压器升压，再整流滤波得到输出端为Uo的直流电压（350V）。变压器t1起隔离和传递能量的作用。在开关管Vt1开通时，变压器t1的n1绕组工作并耦合到副边n3绕组；开关管Vt1关断时，n1向n3释放能量；反之亦然。在输出端，有电解电容和四个二极管构成副边整流滤波电路。
3.2DC/aC逆变电路设计
DC/DC升压电路输出的直流高压350V通过逆变桥,把直流电压变为交流电压，再经过LC滤波电路得实现50HZ/220V交流电，如图3所示。
3.3主电路核心器件的选择和参数计算
DC/DC电路中，输入电压10.5～12.5V，输入最大电流15a，考虑一倍的余量，推挽电路开关管Vt1及Vt2耐压不小于30V，正向电流不小于30a，选用iRFZ48n。变压器副边输出整流桥由4个高效整流二极管HeR305组成。滤波电容选用47μF/450V电解电容。升压高频变压器t的设计应满足在输入电压最低时，副边电压经整流后不小于逆变部分所需要的最低电压350V，同时输入电压最高时，副边电压不能过高，以免损坏元器件。同时也必须考虑绕线上的电压降和发热问题。选ee型铁氧体磁芯，原副边绕组为10匝∶300匝。
DC/aC电路中，对角的两个开关管V1与V4或V2与V3作为一组，两组开关轮流工作，在一个周期中的短时间内，四个开关将均处于断开状态，即设定有死区时间，以防止开关管直通。显然，通过开关管的电流较小，但要承受较高反向电压，即高压电压峰值，加上一定余量一选择600V，选择SSS6n60a为输出逆变开关管，该管基本参数：Vdss=600VRDS=1.2Ω，id=3.2a。
4控制电路原理及软件设计
控制电路的主要功能是以piC16F74为核心，产生Spwm信号控制全桥逆变器的四个功率管，同时保证输出电压在负载波动的情况下快速稳定，并且实时监控电池电压、负载电流，对欠压、过流等异常现象进行处理。
4.1Spwm控制信号的产生
采用离线计算Spwm波形信号，计算出的实际脉宽转换成计时步阶后生成128个值的正弦表存入piC的Rom中以供调用，设置Spwm的频率为50Hz，piC单片机CCp功能模块的pwm功能实现主要依靠相关寄存器值的设定，且以定时器2(tmR2)作为pwm的时基。相关寄存器的设置如下。
4.1.1Spwm周期的设定由寄存器pR2设定
（pwm）周期＝（pR2+1）*4*tosc*(tmR2)预分频
为提高分辨率，tmR2预分频设为1∶1，由此计算得pR2=0X9C。
4.1.2定时器tmR2的控制寄存器t2Con设定
因为Spwm频率高，周期短，在每个周期内完成脉宽的调整比较困难，故在此寄存器中设置后分频为1∶3，这样每输出3个相同脉宽的Spwm波后改变一次脉宽值。
4.1.32个CCp模块的控制寄存器CCplCon及CCp2Con的设定的设置类似，选择CCp模块作用于pwm功能模式，即bit3：o=1100。
4.1.4CCpRlL脉宽写入寄存器写入的脉宽值在下个tmR2周期开始时转至CCpRlH，通过读CCpRlH的脉宽值来改变pwm脉宽。
4.1.5寄存器tRiSC对应于CCpl和CCp2的输入输出设置，应设置为输出形式，即tRiSC的bit2：l=oo。
4.2稳压及保护
利用piC16F74的8位aD定时采集逆变器输出电压作为反馈，在CpU内部构成电压闭环，用软件实现pi调节，保证零误差调节，使输出电压有效值恒定，不受负载变化影响。为保证输出电压不至于在aD采样误差范围内频繁跳动，还必须应用软件滤波，对输出电压微调。
电池电压和负载电流的检测信号也送入CpU的aD，电池欠压时，CpU发出利用中断发出报警信号；负载过流时，CpU一方面发出报警信号，同时封锁Spwm信号，使输出电压下降为零，保护逆变电源。
5样机实验结果
基于以上分析设计，制作了一台150w的实验样机，在带100w灯泡负载的实验条件下，测得输出电压波形如图4，实测电压有效值为218V，空载时226V，电压波动率在正负5%以内，输出波形为纯正弦波。
6结论
本文设计了一种高性能的车载逆变电源，采用piC单片机作为主控芯片产生Spwm信号，输出电压为纯正弦波，对车载逆变电源进行了完善的保护设计，结果表明，制作的车载逆变电源，所设计的电路基本能完成的测试功能，克服了传统的车载逆变电源只能产生方波交流电的缺点，提高了电源的适用范围。
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逆变电源的设计篇4
关键词：atmega8；tL494；逆变器；正弦波
中图分类号：tn710?34；tp271文献标识码：a文章编号：1004?373X（2013）08?0149?04
0引言
在风电行业中，经常需要在野外对风机进行维修，这时必须为各类维修工具和仪器进行供电。因此，设计一种便携式、低功耗、智能化的正弦逆变电源来为这些设备供电是十分必要的，可大大提高维修风机的效率。本文正是基于这种情况下而设计的一种基于单片机的智能化正弦逆变电源。
1正弦逆变电源的设计方案
本文所设计的逆变器是一种能够将DC12V直流电转换成220V正弦交流电压，并可以提供给一般电器使用的便携式电源转换器。目前，低压小功率逆变电源已经被广泛应用于工业和民用领域。特别是在交通运输、野外测控作业、机电工程修理等无法直接使用市电之处，低压小功率逆变电源便成为必备的工具之一，它只需要具有一块功率足够的电池与它连接，便能产生一般电器所需要的交流电压。由于低压小功率逆变电源所处的工作环境，都是在荒郊野外或环境恶劣、干扰多的地方，所以对它的设计要求就相对很高，因此它必须具备体积小、重量轻、成本低、可靠性高、抗干扰强、电气性能好等特点。
针对这些特点和要求，研究一种简单实用的正弦波逆变电源，以低价实惠而又简单的元器件组成电路来满足实际要求，定会受到市场的普遍欢迎。当前，设计低功率逆变电源有多种方案，早期的设计方案是直接将直流电压用关管进行控制，在50Hz方波的作用下，产生220V的方波逆变电压。
但随着用电设备对逆变电源性能的要求不断的提高，方波逆变电源在多数场合已被淘汰，而正弦波逆变器的应用已成为必然趋势。现在，市场上低功率正弦波逆变电源的主要设计方案有3种。
1.1一次逆变的正弦波逆变电源
该方案也是将要逆变的直流电压直接加到关管上，然后采用数十倍于50Hz的正弦化脉冲宽度调制脉冲串对开关管直接进行驱动，之后对输出的电压实行“平滑”处理，进而获得类似于正弦波的连续变化的波形，这种方法的优点是电路一次逆变，高效而简单、但变压器过于笨重，没办法满足体积小，重量轻的要求。
1.2多重逆变的正弦波逆变电源
该方案是将驱动开关管的50Hz信号，分成若干相位不同而频率相同的驱动信号，分别驱动各自的开关管，使得各自的输出电压也错开一定的相位，然后再进行叠加处理，输出多阶梯的阶梯波再进行滤波就能输出所需的正弦波电压。此种方案电路较为复杂，一旦有一组开关管失效，输出的波形就有很大的失真。
1.3二次逆变的正弦波逆变电源
随着高频开关管技术的日趋成熟，逆变电源的电路设计趋向于先变压，后变频，即先将直流电压转为高频交流电，再将高频交流电转换为50Hz的正弦交流电源，其原理框图如图1所示。
由于开关管的价格低廉，因此组成图1的单元电路性价比高，当前市场上以此种设计方案来生产低功率逆变电源的居多[1]。
2基于单片机控制的正弦波逆变电源
在以上列举的三种逆变电源设计方案当中，以二次逆变的正弦波逆变电源为佳。按照这种思路，早期的具体电路解决方案多采用pwm控制芯片如tL494，SG3524，SG3525a等，以固定的频率去控制DC?DC和DC?aC部分的开关管，并采用修正电路对输出的波形进行修正，以期达到正弦波的要求。但这种纯pwm芯片控制的电路，对于元件的老化、发热、受到干扰等情况无法自动加以修正，或者修正能力差，往往使得在实际的应用当中经常出现电路故障。随着单片机技术的发展，设计人员不断想将单片机引入到正弦逆变电源的控制当中，但对于高频部分的控制，低成本的单片机完成不了这个功能，高成本的单片机又会降低性价比，故本文提出了另外一种设计方案，就是采用低廉的atmega8单片机，配合tL494，iR2110和开关管，构成一个体积小，成本低，控制能力强的正弦波逆变电源，其方框图如图2所示。
由图2可见，整个系统主要由atmega8单片机进行控制，tL494和iR2110是否工作，全由单片机根据反馈信号作出调整。高频开关管及驱动输出部分采用单相全桥逆变电路构成。具体工作原理是采用atmega8单片机作为系统控制的核心，利用tL494能产生高频pwm信号的功能，通过单片机对其脉冲宽度进行控制并输出，以控制高频开关管组成的全相逆变电路，将低直流电压逆变成为高压方波，并通过整流滤波之后，送到驱动输出全桥逆变电路，由单片机控制iR2110输出工频驱动信号，控制输出驱动电路输出50Hz，220V的正弦交流电压[2]。
3主要电路的具体设计
整个逆变系统的核心主要由单片机控制电路与检测电路、DC/DC变换电路、DC/aC输出电路组成。
3.1DC/DC变换电路
如图3所示，由tL494组成了高频脉冲输出电路，该电路采用了性能优良的脉宽调制控制器tL494集成块。该集成块内含+5V基准电源、误差放大器，频率可变锯齿波振荡器、pwm比较器、触发器、输出控制电路、输出晶体管及死区时间控制电路等。该集成块的第5、6脚分别外接了C1和R6组成了RC振荡电路，可促使tL494输出频率为100kΩ左右的高频脉冲方波信号，并由单片机的pD7引脚对图中的DCDC端进行控制。通过控制第4脚的死区时间控制端，可调节输出信号的占空比在0～49%之间变化，从而控制输出端Q1pwm、Q2pwm的输出，而p端、VCC端和VFB端则分别接收来自负载，高频逆变输出电压、输入电压的反馈信号，与tL494内部的电路组成过压、过载保护电路，形成逆变器的第一级安全保护网[3?4]。
如图4所示为高频电压逆变电路，由4只iRF3205管构成全桥逆变电路，iRF3205采用先进的工艺技术制造，具有极低的导通阻抗，加上具有快速的转换速率和以坚固耐用著称的HeXFet设计，使得iRF3205成为极其高效可靠的逆变管。从输入端Q1pwm，Q2pwm输入的高频脉冲串控制这4个管两两导通，对Vin输入的直流低压进行斩波，然后经升压变压器后，逆变成高频交流方波，此时流通的电流为磁化电流，所以选取philips公司生产的BYV26C超快软恢复二极管组成了全桥整流电路，该管子重复峰值电压为600V，正向导通电流为1a，其反向恢复时间30ns，可以满足电路的参数需求，整流后的电压经滤波电路后输出直流电压260V，送往DC/aC逆变电路，另外260VDC经降压处理后作为作为反馈信号输入图3中的VFB端，作为高频逆变电压的反馈信号。
3.2DC/aC输出电路的设计
DC/aC变换输出电路采用全桥逆变单相输出，其驱动输入波形则由单片机输出信号驱动半桥驱动器iR2110输出工频驱动信号，通过单片机编程可调节该输出驱动波形的D
iR2110是iR公司生产的大功率moSFet和iGBt专用驱动集成电路，可以实现对moSFet和iGBt的最优驱动，同时还具有快速完整的保护功能，因此它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。如图6所示，Hin和Lin为逆变桥中同一桥臂上下两个功率moS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，iR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，iR2110的输出信号跟随Hin和Lin而变化，因此，在本系统中，两片iR2110芯片的SD端共同接到单片机的pB0引脚，用于实时控制iR2110是否处于保护状态。iR2110的VB和VS之间的自举电容较难选择，因此直接提供了15V恒压，使其能正常工作。
逆变正弦电压输出电路有两种调制方式，一种为单极性调制方式，其特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压，另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗，但又不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频），另一个桥臂始终为高频（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。另一种为双极性调制方式，其特点是4个功率管都工作在较高频率（载波频率），虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗[1，5]。如图6所示，本文的逆变输出电路采用了单极性调制方式，这样可以提高波形的平滑度，增加电路的可靠性。图6中的pwm1～pwm2分别接收来自图5的输出驱动信号，驱动由4个具有500V耐压值的iRF840开关管组成的桥式逆变电路，将260VDC逆变成220V，50Hz的交流电，经LC滤波后供给负载。图6中的iFB端和aCV端，分别和为电流和电压的采样，送到单片机的pC4和pC5引脚进行a/D转换，再由单片机将转换果用于功率计算和电路保护之用[1，6]。
3.3单片机电路及编程
本文采用的是atmel公司生产的atmega8单片机来进行控制的，它的工作电压范围宽，抗干扰能力强，具有预取指令功能。这使得其理速度快，引脚输出电流大，驱动能力强，输出的脉冲信号无需放大可直接驱动步进电机驱动模块，端口全内置上拉电阻，均可作为输入或输出，具体情况通过编程灵活配置，基于以上优点，选择atmega8L单片机作为控制器，不仅可提高系统整体性能，也可简化电路。
本文主要将它应用于整个系统的信号驱动，温度检测，风扇控制，安全保护，数据显示等。atmega8单片机分别采集来自系统电路的温度、电流、电压，并根据这三个参数的情况分别控制启动风扇散热，控制是否输出报警信号，控制SD端和DCDC端是否使系统处于保护状态，Qa1～Qa4则是输出50Hz的驱动信号，具体的编程控制如图7所示。当系统启动后，单片机先检查系统的温度环境是否正常，不正常则启动报警，并提示出错代码，如果正常则启动高频逆变电路工作，并检测260VDC是否正常，不正常则报警，正常则启动正弦逆变电路工作，并一直检测输出的电压电流是否正常，正常则输出，不正常则报警。
4结语
综上所述，基于atmega8单片机控制的正弦波逆变电源的整体设计方案，可高效、便捷的为野外作业提供所需的交流电源，该电路目前已实验成功并投入到实际的使用当中。实践证明，本文设计出来的逆变电源具有体积小，重量轻，稳定可靠的性能。
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逆变电源的设计篇5
炼钢转炉氧枪电机目前多采用交流电动机，交流电源正常时由变频器供电，实现氧枪的下降、吹氧、提升的调速运行;交流电源事故停电时必须由另一套应急电源供电，紧急提升氧枪，防止发生设备事故。
根据某钢厂炼钢转炉的工艺要求，在交流事故停电时应急电源需要供电的负载为:
(1)氧枪电机1台，电压380V，容量55kw;
(2)氧枪抱闸电机1台，电压380V，容量0.33kw;
(3)转炉抱闸电机4台，电压380V，
容量0.45kw×4＝1.8kw;
(4)事故控制电源，电压380V，容量2.4kw;
(5)要求应急电源的备用时间为1小时。
应急电源的工作情况有以下2种情况:
当转炉正在炼钢吹氧时，交流电源突然停电，应急电源中的可变频逆变器应首先输出给氧枪电机使其处于堵转状态，同时应急电源中的工频逆变器输出事故控制电源，给氧枪抱闸电机供电，松开氧枪抱闸，然后紧急提升氧枪到最高位。因为炼钢时，转炉已经在零位，应急电源不需给转炉抱闸电机供电。
如转炉正在出钢时，交流电源突然停电，应急电源中的可变频逆变器应输出给转炉抱闸电机，松开转炉抱闸，转炉靠自重倾转回到零位。因为出钢时，氧枪已经在最高位，应急电源不需给氧枪电机供电。
2应急电源的配置
根据上述工艺要求，应急电源的配置应为:
(1)75kw可变频逆变器1台(考虑氧枪最大负载情况，过载能力150%，60s)
(2)3kVa工频正弦波逆变器1台(按氧枪抱闸电机全压启动及交流接触器线圈最大吸合功率考虑)
(3)充电模块2台(输出电流按电池容量的10%计算)
(4)免维护铅酸蓄电池1组(电池容量按负载电流和后备时间计算)
3应急电源的原理设计和参数计算
3.1原理设计
因为在交流电源正常时，氧枪电机由一台变频器供电，控制电源、氧枪抱闸电机、转炉抱闸电机都是由交流电源供电，只有交流电源停电时，氧枪电机、控制电源、氧枪抱闸电机、转炉抱闸电机才由应急电源供电，所以应急电源设计成离线式。
氧枪电机变频器和应急电源的可变频逆变器分别通过两台输出交流接触器给氧枪电机供电，两台接触器由操作连锁系统控制，接触器线圈分别由交流电源和应急电源中的工频正弦波逆变器供电，交流电源正常时，氧枪电机由原控制系统控制工作，交流电源事故停电时在机旁箱操作事故氧枪提升按钮和事故松转炉抱闸按钮。氧枪提升到上极限自动停止，转炉倾转到零位停止。应急电源系统主回路及控制回路见图1。
3.2参数计算
(1)可变频逆变器技术参数
可变频逆变器采用西门子矢量型逆变器，其电气参数为:
输入:DC510V(-15%)~650V(+10%)
输出:0~3aC380
额定频率
输入:直流
输出:0~50Hz
额定电流
输入:174a
输出:146a
过载电流:198a
过载时间:60S
(2)工频正弦波逆变器技术参数
直流输入电压:180~300V
直流输入电流:13.6a
交流旁路输入电压:380V±15%
交流旁路输入电流:4.5a
切换时间:≤5ms
交流输出电压:380V±3%
交流输出电流:3.6a
过载能力:120%1min;150%10s;200%1s
(3)逆变器容量核算
a)可变频逆变器容量核算
氧枪电机容量为55Kw，额定电流约110a，考虑氧枪刮渣过负荷情况，电流1.5倍为165a＜198a(逆变器过载电流)，故逆变器容量能够满足。
b)工频正旋波逆变器容量核算
该逆变器负载是氧枪抱闸电机(直接启动)和控制电源，氧枪抱闸电机容量为0.33kw,额定电流约0.66a，直接启动电流按8倍计算为5.28a，逆变器额定输出电流为3.6a,过载1.5倍电流为5.4a＞5.28a。
控制电源的负载为氧枪电机、氧枪抱闸电机、转炉抱闸电机输入接触器线圈，因为他们不是同时工作，所以可以按最大线圈的吸合功率考虑，氧枪电机输入接触器为250a，线圈吸合功率为1430w，电流为1430w/220V＝6.5a，吸合时间0.5s;而逆变器过载能力:200%1s，既容许电流为3.6×2＝7.2a＞6.5a。
因为氧枪抱闸电机启动和接触器操作不是同时进行的，所以可以按最大负载考虑，由以上计算可以看出逆变器容量可以满足。
(4)电池容量和串联只数的计算
a)电池容量计算
电池组是当交流事故停电时，作为2台逆变器的输入电源为负载提供能量，电池组的容量由逆变器输出的最大负载电流和持续时间决定。
由西门子逆变器技术参数可知:额定交流输出电流为146a时，直流输入电流为174a，那麽氧枪电机工作在额定电流110a时，直流输入电流为110a×174a/146a＝131a。
由工频正弦波逆变器技术参数可知:在额定情况下，逆变器直流输入电流为13.6a。因此2台逆变器总的直流输入电流为144.6a。既电池组需要提供的最大持续电流为144.6a，而持续时间为60min。根据这两个数据就可以计算电池组的容量。
按恒流放电计算电池组容量，已知条件为:
单只电池额定电压:12V
单只电池放电后的截止电压:10.8V
恒流放电电流:144.6a
放电持续时间:1h
放电容量为144.6a×1.0h＝144.6ah
从图4电池放电曲线可以得出1h对应12×J20曲线，再由图5电池容量曲线可以得出容量60%;设所求电池容量为C，按下面公式计算:
60%×144.6=100%×C
C=100×144.6/60=241ah故选240ah电池。
b)电池串联只数计算
串联只数n取决于逆变器输入直流电压的最大和最小允许值。不间断电源在正常运行时，系统处于浮充电状态，电池只数应为:
n=Ue/6Uf(12V/单只电池)
式中:n为蓄电池组串联只数
Ue逆变器输入或变频器中间直流回路额定电压
Uf单体电池的浮充电电压
以12V/单只电池为例，单体电池的浮充电压Uf=2.25V,单只电池的浮充电压Uf=13.5V。
西门子逆变器的输入电压为:
Ue=510～650V±10%,即Ue(min)=510V﹡
650V和715V是逆变器能正常工作的电压上限和下限值，取平均值:Ue=(459V+715V)/2=587V。
则n=Ue/6Uf=587V/6×2.25V=43.48只。取n=42只。
浮充电时,电池组端电压Ud=42×2.25V×6=567V。电压在设备允许范围内。
3.3应急电源的设备组成和原理框图
应急电源的原理框图见图2。应急电源的组成:
(1)断路器:1QF:交流输入断路器;2QF:工频逆变器输入断路器;3QF:工频逆变器输出断路器;QS:可变频逆变器输入开关;
(2)接触器:1Km:交流输入接触器;2Km、4Km:可变频逆变器输出接触器;3Km:变频器输出接触器(用户设备);5Km:转炉抱闸电机输入接触器(用户设备);
(3)tR:隔离变压器;
(4)Cm1、Cm2:高频开关充电模块;
(5)DC1、DC2:免维护铅酸蓄电池组;
(6)1nB:可变频逆变器;
(7)2nB:工频逆变器;
(8)VF:变频器(用户设备)。
4可变频应急电源的工作状态
4.1交流电源正常时的运行
当交流电源正常供电时，充电模块对电池组进行浮充电，同时2nB逆变器由交流供电旁路输出(注:2nB输入电源以交流优先)，为控制电源供电;1nB逆变器处于热备待启动状态，电机由用户变频器供电，见图3。
4.2交流电源断电时的运行
当交流电源断电时，1Km接触器断开，充电模块停止工作;2nB逆变器输入电源由交流切换到电池组供电，保证外部控制电源不间断;同时外部连锁系统停电启动信号(用户提供)启动1nB逆变器，输出接触器3Km断开，2Km接通，用户电机由1nB供电。此时1nB，2nB的运行是靠电池组放电来维持的，电池组对逆变器提供一个稳定的直流电压，因时不会因交流电源断电而影响负载工作，见图4。
4.3交流电源恢复时的运行
在交流电源恢复正常时，应急电源可不需人工操作便可自动重新启动，充电模块开始对电池组补充充电，这时电源恢复到正常运行状态，等待下次使用。
5结束语
可变频应急电源是专门用于电动机负载的输出电压和输出频率可变的交流不间断电源，和传统的UpS或工频应急电源相比，可以大大减少电源的设计容量，过载能力强、可靠性高。和传统的柴油发电机相比，启动时间快，无噪音、无污染，维护简单，可无人值守自动操作，可计算机监控。是一种值得推广的新型工业电源。
参考文献
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逆变电源的设计篇6
关键词：逆变器；Lm3S?811；Spwm；挽推升压；全桥逆变；过流保护
中图分类号：tn710?34文献标识码：a文章编号：1004?373X（2014）15?0110?03
DesignofuniphaseinverterbasedonLm3S?811
wanGwen?tao，LUJin?dian，penGRui
（CollegeofComputerScience，South?CentralUniversityfornationalities，wuhan430074，China）
abstract：thehighfrequencyinverterbasedonLm3S?811wasrealizedwiththedesign.thewholesystemiscomposedofauxiliarypowersupply，push?pullbooster，full?bridgeinverter，Spwmwavegenerator，over?currentprotectionmodule，lowpassfilteringmodule，etc.12VDCisconvertedintoahighfrequencysquarewavebypush?pullbooster，andthenisconvertedinto300VDCbytransformerboosting，rectification，filtering.SG3525isusedinthepush?pullmoduletodrivemoSFetforgettinghighvoltageDC.Lm3S?811isusedtoproduceSpwmwavefordrivingthefull?bridgeinversionmodule，andiscombinedwithlowpassfilteringandoutputover?currentprotectiontoget220VaCpowerfrequency.itsoutputpowerisupto240w.thissystemhastheadvantagesofsmallvolumeandstableoutput.
Keywords：inverter；Lm3S?811；Spwm；push?pullboosting；fullbridgeinversion；over?currentprotection
逆变器出现于20世纪60年代，随着社会、计算机技术和各种新型功率器件的飞速发展，逆变器得到广泛的应用，逆变装置也将向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。舰船以及飞行器，在太阳能及风能发电领域，逆变器有着不可替代的作用。功率器件的迅速发展，相继出现了电力晶体管（GtR）、可关断晶闸管（Gto）、功率场效应晶体管（moSFet）、绝缘栅双极性晶体管（iGBt）等等，这些可关断器件在逆变器中的应用大大提高了逆变电源的性能。本文采用电压脉宽型pwm控制芯片SG3525，以及高压悬浮驱动器iR2110，用功率开关器件moSFet方案实现高频逆变电源。另外，直接利用Lm3S?811内部带死区可调pwm模块，相对单片机来说，编程更加简单，使整个系统结构简单，并实现了系统的数字智能化。
1设计方案
1.1总方案
系统主要包括推挽升压电路、全桥逆变电路、Spwm波产生电路、保护电路和辅助电源。DC12V经过推挽和高频整流得到高压直流电，在经全桥DC?aC逆变和低通滤波输出工频aC220V。框图如图1所示。
图1总方案流程
1.2DC?DC方案
对于半桥转换器，可以选择耐低压moSFet，但是必须能承受较大的电流值，如此容易烧坏管子；而推挽转换器，则需要选择较高电压值，截止时候需承受2倍供电电源压值也就24V，一般moSFet都可以满足需求。本系统输入DC12V，但是电流高达25a，所以选择推挽式转换器。
1.3变压器后级整流方案
变压器后级整流常用的有全波和全桥整流两种方案。全波整流方案，二极管关断时承受的反压比电压幅值高出一倍，对管子耐压值要求很高，且变压器二次绕组有中心抽头，制作工艺比较复杂。全桥整流方案，二极管断开时承受的反压为交流幅值，且变压器绕组结构简单。因为逆变后电压较高，对管子耐压要求较高。为了减少工艺制作复杂度，选择全桥整流方案。
1.4Spwm产生方案
Spwm产生可以通过硬件法和软件法。可想而知，硬件法设计既复杂又不方便测试，所以选择软件法，利用Lm3S?811内部带死区可调的pwm模块直接生成Spwm波。因频率较高，故将50mHz设置为Lm3S?811内部锁相环模块系统时钟，利用定时中断按时到按正弦规律变化的表中查询改变输出脉宽。
图2Spwm产生流程
2理论设计
2.1变压器设计
变压器是利用磁感应的原理来工作的，它的分类很多，有电压型、电流型、阻抗型等。但基本组成基本一致：初级线圈、次级线圈和磁芯，线圈匝数计算如下：
初级绕组匝数：
[n1=（Vi×104）（4fs?Bm?ae）=1.41≈2]
次级绕组匝数：
[n2=（n1?Vo）Vi=50]
根据需要，求出磁芯窗口面积[aw]与磁芯有效截面积[ae]的乘积[ap，]根据[ap]值，选择磁芯。输出240w，效率为80%时逆变器输入端[pi=]300w，则输出功率[po=]1.06×300=318w（变压器功率预留0.06的裕度）。在变压器用于推挽变换电路当中，由：
[ap=（po?δ）（ηKBmJfs）×104]
以上公式中[J=]400a/cm4，[K=]0.4，[Bm=]0.2，[η=]0.8，[δ=]0.8，频率[fs=]60kHz，得[ap=]1.869cm4，故磁芯选择eR35（[ap=aeaw=]2.3326>1.869），材质选择pC40。
2.2LC低通滤波设计
在逆变器的输出端加了LC滤波器得到正弦交流信号，滤波器的截止频率[f]定为1.2kHz，由：
[f=1（2πLC）]
计算得电容应选择[C=3.3]μF，电感[L=]4.7mH。
3电路与程序设计
3.1挽推升压电路设计
本模块由SG3525产生两路互补带死区的pwm波驱动iRF3205，为了消除输出的尖峰电压，所以在SG352513脚处加一个小电容104。两个开关管经过变压器中心端交替导通。电路中整流二极管也是轮流导通的，滤波电感[L]为负载提供电流同时给电容[C4]充电。电路如图3所示。
3.2全桥逆变
用Lm3S?811产生的Spwm波通过iRF2110驱动iRF640，iRF2110驱动功率器件工作。这个电路不像以往需要多个独立电源供电来驱动4个管子只需要一个供电电源即可。由于CmoS管导通时间小于其截止时间，iRF640交替导通的瞬间，在桥路中发生短路现象，所以在4个moS管的驱动端都并联上二极管in4148以加快对电流的吸收从而达到加速截止的效果。为了避免交替导通瞬间尖峰电压击穿开关管。所以在电路中添加了有缓冲作用的二极管（in4007）、电容（104）。逆变电路如图4所示。
3.3辅助电源
本模块从p4输入市电，然后经过二极管整流、电容滤波和稳压管Lm7805，Lm7912得到系统所需的低压值，辅助电源电路如图5所示。电路中，p1，p3为输出，p2与输入共地。
4测试结果分析
（1）通过对Lm3S?811编程，设置其输出端pB0和pB2为两路带死区互补Spwm波的输出端并把Spwm波输入iR2110逆变电路，测试iR2110输出端波形，结果如图6所示。
（2）系统通电后，在前级输入端加表1中输入（用KpS3030Da稳压电源输入），在输出端用4位半数字万用表（mY65）测试，然后计算效率，结果见表1。
表1效率测试
[占空比/%＼&[Vi]/V＼&[ii]/a＼&[Vo]/V＼&[io]/a＼&[η]/%＼&30＼&11.8＼&22.6＼&176＼&1.26＼&83＼&40＼&12.0＼&23.24＼&198＼&1.16＼&82＼&50＼&11.9＼&25.1＼&218＼&1.09＼&79＼&]
图6Spwm测试波形
经过实际的测试发现，iR2110输出端波形较为规则，受功率器件的影响较小。系统能很好地完成DC12V到aC220V/50Hz的逆变且效率能达到79%以上。测试结果较理想。
5结语
结果表明，本设计总方案是可行的，验证了理论计算的正确性。这个系统输出功率在240w左右（器件损耗会影响功率），通过测试发现其效率可达80%，并且体积较小。它制成商品后可用于车载电源、为小家电供电等。不过本系统也存在一些不足之处，比如：由于多次修改电路布局造成功率器件的损耗，理论计算所得的结果与实际测试结果存在一定的误差，变压器制作工艺比较粗糙。这些都是需要改进的地方。
参考文献
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逆变电源的设计篇7
关键词单片机;后备式UpS;逆变;Spwm
中图分类号：tn86文献标识码：a文章编号：1671-7597（2014）21-0008-02
UpS（UninterruptiblepowerSystem/UninterruptiblepowerSupply），即不间断电源，是向用户的关键设备（如：互联网数据中心、民航和铁路售票系统、大规模集成电路的流水生产线等）提供高质量的无时间中断的交流电源的重要设备。因而不断提高UpS电源的性价比已成为人们一直在探索和研究的课题。现在许多单片机都具有产生Spwm波的功能，由于单片机电路相对简单可靠，加上其对参数和数据处理、显示和监控的性能，更有利于系统的控制。本文就是介绍了采用piC16F722单片机产生Spwm波来控制UpS电源中的逆变系统。
1piC16F722单片机介绍
piC16F722单片机是microchip公司的单片机系列产品之一，它是一种8位的CmoS闪存单片机和高性能的RiSCCpU。工作电压在1.8V-5.5V之间，具有高精度的内部振荡器，可选16mHz或500kHz的工作频率。在其外部提供了28个引脚，具有11个8位a/D通道，2个捕捉/比较/pwm模块和3个定时器，12个中断源。存储容量FLaSH为2048字节，SRam为128字节。内部采用哈佛总线的简单指令结构，将程序和数据存储在不同的存储空间中。这样减轻程序运行时的访存瓶颈，能基本上解决取指和取数的冲突问题。
2后备式UpS原理及实现
后备式UpS主要由滤波器、充电器、逆变器、变压器及其转换开关等组成。其能完成对调控功能主要包括：
1）当市电供电正常时（市电处于175～264V），将原来电压变化起伏很大的市电电源经过由低通滤波器对来自市电电网的高频干扰进行适当的衰减抑制后分两路去控制后级的正常
运行[1]：
①经充电器对位于UpS机内的蓄电池组充电，以备一旦市电供电中断时，有能量支持UpS的正常运行。
②经位于交流旁路供电通道上的“变压器抽头调压式稳压电源”对电压变化起伏较大的市电电源进行稳压处理。此时，逆变器在逻辑控制电路的调控下，一直处于停机待命状态。
2）当市电供电不正常时（市电低于175V或高于264V），由机内的逆变器电源向负载提供50Hz的正弦波稳压电源。在UpS逻辑控制电路的调控下，UpS中的各关键部件将按下述方式
运行：
①充电器停止工作。
②逆变器在由蓄电池组所提供的直流能源的支持下，向外提供50Hz有效值为220V的正弦波或方波稳压电源。
③转换开关在切断交流旁路供电通道同负载之间的连接同时，将负载同逆变器电源的输出端连接起来，从而实现由逆变器电源向负载供电的转变[1]。
3采用piC16F722的后备式UpS逆变电路的设计
1）硬件电路设计。
单片机采用的是piC16F722，后备式UpS设计中逆变部分采用的是iGBt，即绝缘栅双极型晶体管，是一种自关断器件，同时具有功率晶体管GtR和功率场效应管moSFet的优点，电路结构选用单相全桥逆变结构[2]。
UpS输出电压需要稳定性，在逆变电路设计中，调整Spwm信号脉宽，用来得到稳定的输出电压。系统在设计中使用电压反馈闭环电路，piC单片机的a/D转换口接收到输出电压转换的1～5V的电压信号，输出反馈的电压值，然后用来改变Spwm信号的脉宽。
由单片机内部软件产生的Spwm控制信号经逻辑门电路74HC00和74HC04芯片变化后，用来驱动逆变全桥，产生的四路驱动信号再经由tLp250这一专用的驱动芯片进行隔离和放大，然后加到iGBt的栅极，见图1和图2。
图1Spwm波形变换电路及驱动电路
图2单相全桥逆变电路
2）软件设计。
piC16F722单片机内部有两个CCp模块，CCp1和CCp2，具有捕捉、比较、pwm三种模式。两者的区别在于特殊的事件触发。pwm的信号主要在周期和占空比的控制上，piC16F722的pR2寄存器中储存着pwm的周期，脉宽储存在寄存器CCpR1L或CCpR2L[4]。控制pwm信号的过程就是单片机内部的计数器与这两个寄存器中值的比较，使得输出的电平变化。
piC16F722利用该模块具有的pwm功能，软件控制两路Spwm波形的输出。再将这两路Spwm波利用互补导通原则变换成4路，经隔离放大后驱动iGBt逆变器，实现对输出的控制。Spwm信号脉宽是按正弦规律变化的，其频率高周期短，pwm周期设定好后，利用定时器定时产生周期性中断，使得脉宽得到变化，得到Spwm波。在本文的逆变系统设计中，piC单片机时钟为20mHZ，采用CCp1的比较功能，CCp2的pwm功能，计算指令器即计时步阶为0.2us，Spwm周期为20KHZ，设置每六个周期改变一次脉宽，经过滤波电路后的波形能够满足精度要求。
软件设计中的中断服务程序：CCp1的比较中断、t0定时中断和aD转换中断[5]。先是CCp1中断，按正弦表输出Spwm波，然后是t0中断，a/D转换，最后是a/D中断，周而复始，无穷循环。最终由CCp1输出的Spwm波形一段如图3所示。
图3Spwm波形一段
①CCp1比较中断。取一个完整的正弦周期中64个点，能通过计算得到各个点的脉宽值，计算计时步阶，生成可供CCp1子程序（调整Spwm占空比）调用的正弦表，采样点的时间间隔以计时步阶的形式存储到CCpRiH和CCpR1L寄存器中，供给timeR1比较。当比较的结果与设定值相同时，CCp1中断，计数器需要重新计时，如图4。
图4CCp1中断流程图
②t0定时中断。初始周期设为153us，一次中断后，修正周期为306us，用来对输出电压反馈值采样的a/D转换。
③a/D转换中断。周期为20us，a/D转换完成时产生中断。
4结束语
本文介绍的是基于单片机piC16F722的后备式UpS中逆变电路的设计，使用单片机实现Spwm，控制电路简单可靠，软件产生Spwm波，降低了对硬件的要求，成本也能够得到控制。
参考文献
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逆变电源的设计篇8
【关键词】10KVa逆变器；保护电路；设计研究；硬件保护；软件保护
在实践中保护电路是整个大功率逆变器系统十分重要的构成部分，主要作用是对系统的运营情况进行反应，同时保障系统自身的安全，因此有着十分重要的现实意义，对于促进电力行业的健康发展和社会的健康稳定发展都有着一定的积极作用。目前大功率逆变器中导致元器件损坏的主要原因有过流、过压以及过热等等，因此在大功率的逆变器系统中要求能够及时准确的反应出这些故障状态，同时依据保护策略进行相应的动作，这样才可以很好的避免可能出现的故障和损坏。本文主要结合实践，就10kVa逆变器的保护电路设计开展了探讨和分析，以期能够更好的提升对于10kVa逆变器的保护电路的认识，发挥电力行业的基础作用，促进社会的和谐发展。
1.10kVa逆变器的硬件保护分析
1.1逆变器硬件保护中分立的驱动电源欠压保护
逆变器在工作的时候驱动电路出现电源故障，如果没有及时的封锁pwm驱动信号，就很有可能是导致主功率器件的损坏，影响到设备的正常运营，不利于整个系统的正常工作，造成各种故障的产生。所以在工作的过程中，设置驱动电源的保护就显得十分重要。设计的驱动电源保护中应用欠压保护有着一定的积极作用，这种保护方式是在驱动电源出现欠压的时候及时的返回保护信号，并有效的封锁pwm的信号。因此在逆变器硬件保护中分立的驱动电源欠压保护很有必要，这是进行10kVa逆变器的保护电路过程中十分重要的关键环节，应当引起各方的重视。
1.2逆变器硬件保护中直流母线过流保护
直流母线对于逆变器的保护原理是依据直流母线流过的电流来判断逆变桥以及逆变器输出是否断过或者发生短路的情况，目前直流母线过流保护也被称作是直流母线保护。实践中直流母线保护是将正直流母线流过的电流继续采样，但是目前直流母线所采取的是BUSBaR结构，如果直接将正母线分成前后两部分再用铜条来进行连接前后两块正母线，再采样从连接铜条所流过的电流，这样会在很大程度上增加正母线的各种寄生的电感，进而导致BUSBaR的作用大大的减弱，影响到设备的正常运用。实践过程中为了很好的解决这一问题，使用平波的大容量电解电容置于前一部分的正母线，而在后一部分正母线和负母线之间并联小容量的高频去藕电容，这样一般可以起到比较好的作用，解决这一难题。
如上图所示，直流电母电流在经电流霍尔元件采样之后，经过了一个RC的滤波电路之后将于给定的直流母线的电流最大值进行一定的比较。如果所检测到的直流母线电流大于给定的值，使得Dc_p输出的是低电平，有着一定的保护动作。但是如果检测到的母线小于给定值则比较器输出是正压，在这种情况下Dc_p输出的是高电平，实际应用中没有保护动作的信号。由此可见母线电流的给定值在一定程度上决定了母线保护的可靠性和灵敏性，具有十分重要的现实意义。在给定值比较小的情况下，一般保护的灵敏度比较高，但是比较容易出现一些误动作，但是在通常情况可靠性相对比较低。给定值比较高则保护的灵敏度相对比较低一些，但是可靠性会比较高，因此就要依据实际的情况在具体的应用进行区别。在进行实际应用的过程中，取值时应该依据逆变器实际的情况以及可能出现的最大母线电流，并考虑足够的余量，这样往往可以获得比较好的效果。
2.10kVa逆变器保护的软件部分分析
本文结合实践，介绍了逆变器的软件保护。软件保护的实现原理主要是将输出的电流电压经过a/D采样之后再进行数字的滤波，之后再和给定的最大值进行一定的比较，如果得到的值大于所给定的最大值则执行相应的停机程序，以下就10kVa的软件保护开展探讨和分析。
2.1软件保护的程序分析
因为所产生的pwm信号的闭环程序里用到的输出电流电压的采样信号，因此可以在产生pwm信号的闭环程序里实现过流以及对过压软件的保护，具体的实现如下图所示。
2.2逆变器保护中的软件部分分析
在逆变器的DSp程序里设置保护动作标志变量prt_flag。在主程序的初始化部分将prt_flag设置为0，在没有保护动作的时候，该变量可以一直是“0”，程序继续产生pwm信号。当有了保护动作的时候，prt_flag将会被功率保卫中断程序改为“1”，或者是将被过流过压保护程序更改为“2”。在主程序里不断的查询prt_flag的值，如果是“0”将会继续的产生pwm的信号，如果不为“0”，就会转入执行关机的程序。
在具体的应用中控制程序的功率保护中断程序是由pDinta所引脚出发的，主要是驱动保护，驱动电源欠压保护以及直流母线过流保护中任意一个保护动作都可能会出发一个功率保护中断。在功率保护中断的程序中关闭pwm驱动信号，并修改保护的动作变量prt_flag为“2”。软件保护在逆变器的保护中有着十分重要的现实意义，对于促进10KVa逆变器的保护有着十分积极的作用，是目前逆变器保护中十分重要的内容，在实践中应用给与必要的重视，并加以应用，这样才能够很好的实现逆变器的安全有效运行。
3.小结
伴随着目前大功率电力电子技术的不断发展，大功率的iGBt等全控器件的应用已经越来越广泛，在各个行业中都发挥着十分重要的积极作用，对于促进社会健康发展有着一定的积极作用。但是目前iGBt的保护问题仍然十分的严峻。实践的经验表明，iGBt目前仍然是大功率逆变器中比较容易出现损坏的器件。本文所设计的方案应用在10kVa逆变器的保护电路，有着很好的可靠性，可以起到保护iGBt的作用，另外也并没有增加过度的成本。所以文中10kVa逆变器的保护电路设计有着一定的应用前景，值得在实践中应用和推广，以便能够更好的实现对于10kVa逆变器的保护电路，促进社会的健康发展。
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逆变电源的设计篇9
关键词：逆变器;变频电源;脉宽调制;im14400;FpGa1引言
1.1选题的提出
由于我国市电频率固定为50Hz,因而对于一些要求频率大于或小于50Hz的应用场合,则必须设计一个能改变频率的变频电源系统。目前最常用的是三相正弦波变频电源。该电源系统主要由整流、逆变、控制回路3部分组成。其中,整流部分用以实现aC/DC的转换;逆变部分用以实现DC/aC的转换;而控制回路用以调节电源系统输出信号的频率和幅值。
1.2变频技术的介绍
变频技术是电力电子技术的主要组成部分，它主要用于需要交流电源的电压、频率可调(或恒压、恒频)的用电设备，如交流电机、中频电源及各种专用电源的中间环节等。这一技术的产生和发展为交流调速开拓了广阔的天地。国外交流调速在电气传动行业已占绝对优势，虽然国内直流调速还在大量使用，但近年来凡新建的电气传动系统均采用交流调速，其发展势头是迅速的。变频技术在供电电源方面的应用主要是:
（1)将过去用发电机、变压器产生交流电的地方用变频电源取代;
（2）将计算机、电焊机、电子装置等用直流电源的地方改为以变频技术为核心的开关电源。在现有的正弦波输出变压变频电源产品中，为了得到Spwm波，一般都采用双极性调制技术。该调制方法的最大缺点是它的4个功率管都工作在较高频率(载波频率)，从而产生了较大的开关损耗，开关频率越高，损耗越大。本文针对正弦波输出变压变频电源Spwm调制方式及数字化控制策略进行了研究，以tmS320F240数字信号处理器为主控芯片，以期得到一种较理想的调制方法，实现逆变电源变压、变频输出。
变频技术在电源中的应用，极大地减小了电源装置的体积，提高了效率，产生了巨大的经济效益，所谓变频就是利用电力电子器件(如功率晶体管GtR、绝缘栅双极型晶体管iGBt)将5oHz的市电变换为用户所要求的交流电或其他电源。它分为直接变频(又称交―交变频)，即把市电直接变成比它频率低的交流电，大量用在大功率的交流调速中;间接变频(又称交—直—交变频)，即先将市电整流成直流，再变换为要求频率的交流。它又分为谐振变频和方波变频。前者主要用于中频加热，方波变频又分为等幅、等宽和Spwm变频。
常用的方法有正弦波(调制波)与三角波(载波)比较的Spwm法、磁场跟踪式Spwm法和等面积Spwm法等。逆变技术，是指整流技术的逆向变换方式。其作用是通过电力电子器件(例如SCR,GtR,iGBt和功率moSFet模块等)的开通和关断作用，把直流电能变换成交流电能，因此是一种电能变换技术。它的主要用途是用于交流传动，静止变频和UpS电源等设备的研制与应用。逆变器的负载多半是感性负载。为了提高逆变效率，存储在负载电感中的无功能量应当能反馈回电源。逆变器的原理早在1931年就在文献中提到过。1948年，美国西屋(westinghouse)电气公司采用汞弧整流器制成了3000Hz的感应加热用逆变器。
近年来，随着新型的电力电子元件的不断产生与发展，新的控制技术的出现，逆变技术也得到了飞速发展。1964年，由a.Schonung和H.Stemmler提出的把通信系统调制技术应用到逆变技术中的正弦波脉宽调制技术(Sinusoida-pwm，简称Spwm)，由于当时开关器件的速度慢而未得到推广)。直到1975年才由Bristol大学的S.R.Bowes等把Spwm技术正式应用到逆变技术中，使得逆变器的性能大大提高，并得到广泛的应用和发展，也使正弦波逆变技术达到了一个新高度。此后，各种不同的pwm技木相继出现，在实际应用中，很多部件内部都有自己的积分器，比如电机本身就是非常理想的低通滤波器，pwm信号的一个很重要的用途就是数字电机控制。在电机控制系统中，pwm信号控制功率开关器件的导通和关闭，功率器件为电机的绕组提供期望的电流和能量。相电流的频率和能量可以控制电机的转速和转矩，这样提供给电机的控制电流和电压都是调制信号，而且这个调制信号的频率比pwm载波频率要低。采用pwm控制方式可以为电机绕组提供良好的谐波电压和电流，避免因为环境变化产生的电磁扰动，并且能够显著提高系统的功率因数。未能够给电机提供具有足够驱动能力的正弦波控制信号，可以采用pwm输出信号经过npn或pnp功率开关管实现。
例如注入三次谐波的pwm,空间向量调制(SVw)、随机pwm、电流滞环pwm等，成为高速器件逆变器的主导控制方式。至此，正弦波逆变技术的发展已经基本完善。常用逆变主电路的基本形式有两种分类方法:按照相数分类，可以分为单相和三相;按照直流侧波形和交流侧波形分类，可以分为电压型逆变器和电流型逆变器，逆变电路的应用非常广泛，其中用途最广的为恒压恒频电源和变压变频电源。
（1）恒压恒频电源
这是一种在负载或交直流电源在一定范围内波动时，能保持输出为恒定电压和恒定频率的交流正弦波的稳压和稳频电源装置，简称CVCF电源。这类电源的典型代表是不间断电源（UpS)。在计算机系统中使用UpS可以避免由于电源电压波动、频率漂移、瞬时干扰和电压突然中断等现象造成的损失。UpS的电压稳定性、频率稳定性、波形失真度和不间断性等都优于公共电网，所以它的应用十分广泛。（CVCF电源还包括航空机载电源和机车辅助电源等）
（2）调压调频电源
这是一种可获得所需要的电压、电流和频率的交流变压变频装置，简称VVVF变频电源。变频电源广泛用于交流电机的调速系统中。交流电机调速系统在许多领域内代替了传统的直流电机调速系统，这是电力电子技术领域的一个重大突破。随着电力电子技术的不断发展和新型电力半导体器件的产生，逆变电路的应用范围日益扩大。在电力拖动系统、电气传动、各种功率的焊机电源以及有源电力滤波器等方面广泛应用。
1.3研究意义
随着工业自动化和电力电子技术的高速发展，传统的体积大、笨重、效率低的变频电源已不能满足需求，现代变频电源以其低损耗、高效率、电路简洁和最佳的性能指标等显著受到青睐，并广泛应用与电气传动、计算机、电子设备、仪器仪表、通信设备和家用电器中。采用三相正弦波变频电源技术将使其损耗低，效率高，电路简洁。
1.4设计的对象
本设计了一个交流—直流—交流变频电源系统。该系统利用集成逆变器件im14400,并以FpGa为控制核心,采用Spwm变频控制技术,实现了三相正弦波变频输出。其输出线电压有效值为36V,最大输出电流有效值达3a。此外，系统还具有频率测量、电流和电压有效值测量及平均功率测量等功能。
2系统总体设计方案
将市电通过隔离变压器输入到交流变频电源系统,隔离变压器的输出经过整流桥后,产生全波整流信号。全波整流信号滤波生成与输入交流电对应的直流电,从而实现aC/DC转换。该系统全波整流桥采用集成整流桥KBL406,三相逆变器模块im14400在FpGa产生的三相Spwm脉冲控制下产生三相交流电。逆变器输出的交流电频率等于Spwm脉冲基波频率,通过控制FpGa的DDS模块的正弦波频率来调制正弦波频率。Spwm脉冲基波频率等于调制波频率,系统采用这种方法实现变频。图1-1给出了系统总体框图。
Spwm的概念在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。当正弦值为最大值时，脉冲的宽度也最大，而脉冲间的间隔则最小，反之，当正弦值较小时，脉冲的宽度也小，而脉冲间的间隔则较大，这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减小，称为正弦波脉宽调制。Spwm脉冲系列中，各脉冲的宽度以及相互间的间隔宽度是由正弦波(基准波或调制波)和等腰三角波(载波)的交点来决的。
图2.1系统总体框图
3系统主要功能的实现
3.1系统主要功能的实现
为减小系统的体积，提高性能。此模块的电路设计采用芯片ipmim14400，在相应三相Spwm控制下，输出三相交流信号。Cyntec公司ipm系列芯片为三相电机驱动芯片，芯片内包含三相桥式iGBt功率管及相关控制、驱动电路，控制比较简单，适合用于本系统。电路如图4-3所示。
在芯片的p、n端施加整流输出的支流电压，Spwm控制信号经过光耦隔离、三极管驱动后施加在图4-3的Spwm端，则在UVw端得到满足要求幅度的Spwm信号，该信号经过滤波滤除高频分量，即可得到所要求的正弦波信号。
芯片的+15V工作电源独立供给。独立电源采用DC-DC转换器SR5D15/50实现。转换器的+5V供电从FpGa引脚引出。该转换器的输出是隔离。图3.1三相桥式逆变电路
3.2pwm信号的产生方式
按照Spwm控制基本原理,在三角波和正弦波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断。如果采用自然采样法,会增加硬件的复杂度,但因该系统是以FpGa为控制核心,可方便地实现。把正弦波波形表存入存储器中,同时利用加法器和减法器生成三角形载波,再通过数字比较器产生所需要的波形。该方案具有可靠性高,可重复编程,响应快,精度高等特点,其原理如图3.2所示。
图3.2pwm信号的产生原理图
三角波产生电路,如图3.3所示为通用三角波产生电路，该电路中，运算放大器a1，a2是正负峰值检波积分器，C1为保持电容。该电路能适应很宽的测试范围，具有很好的线性和振幅稳定性。振荡频率取决于积分时间常数R3，C2，若Va=8V，这时的振荡频率为1KHZ。电容C1与C2的比值取20：1。。运算放大采用741。
图3.3三角波产生电路
3.3Spwm调制方式的选择
载波比恒定的调制方式称为同步调制。同步调制时pwm脉冲在一个周期内的个数是恒定的,脉冲的相位也是固定的,将调制比设定为3的整数倍时,可以使输出波形严格对称,从而有效降低信号的谐波分量。但是,当逆变电路的输出频率比较低时,同步调制载波的频率也很低,过低时不易滤除调制带来的谐波,当逆变电路的输出频率很高时,同步调制载波频率也过高,这将使开关器件的开关损耗增大。载波信号和调制信号频率不保持同步的调制方式称为异步调制。异步调制时保持载波时钟频率不变,当调制正弦波的频率发生变化时,载波比跟随变化,在调制波的一个周期内pwm脉冲的个数不固定,相位也不固定。正负半周期
脉冲不对称,半周期内前后周期的脉冲不对称,造成信号的谐波分量较丰富,给后级滤波电路造成困难。
该系统的逆变器输出频率在20～100Hz,输出信号的频率较低。设计采用im14400作为逆变电路,im14400的pwm输入频率范围为5kHz～0.3mHz,可以选择很高的载波比。在异步调制方式下,当载波比很大时,正负半周期脉冲不对称和半周期内前后周期的脉冲不对称造成的谐波分量都很小,pwm脉冲接近正弦波。此设计的调制方式选择异步调制方式,载波频率固定为29.2kHz。
3.4FpGa控制模块
采用FpGa作为系统的总控制模块,其中的波形发生器控制电路通过外来控制信号和高速时钟信号，向波形数据Rom发出地址信号，输出波形的频率由发出的地址信号的速度决定；当以固定频率扫描输出地址时，模拟输出波形是固定频率。同时，还控制数码管动态显示频率和幅度预置值。
4理论分析与参数计算
4.1Spwm逆变电源的谐波分析
在调制度α一定,在三相共用一个载波信号的情况下,对输出线电压进行频谱分析,由此可发现,输出线电压的谐波角频率为:ω=nωc±kωr(1)式中:当n为奇数时,k=3(2m-1)±1,m=1,2……;当n为偶数时,k=6m+16m-1,k=6m+1,m=0,1,2…;k=6m-1,m=1,2…。
由式(1)可知,输出线电压频谱中没有载波频率ωc的整数倍次谐波分量,谐波中幅值较高的谐波分量是ωc±ωr和2ωc±ωr。
从上述分析可知,Spwm波形中所含的谐波主要是角频率为ωc、2ωc及其附近的谐波。由于采用了异步调制方式,故最小载波比k=ωc/ωr=168,所以pwm波形中所含主要谐波分量的频率比基波分量的频率高很多,谐波分量易被滤出。
4.2载波频率的选择
由Spwm逆变电源的谐波分量分析可知,Spwm电压源逆变器输出线电压谐波分量分布在ωc周围,提高Spwm的载波频率fc将使逆变器输出线电压的主要谐波分量分布在较高的频段,从而使逆变器的输出电压失真度很低。但是提高fc,会使逆变器中功率开关管的开关频率提高,这将大大增加逆变器的开关损耗。此外,fc提高还受到硬件的限制。通常情况下im14400的关断延迟toff=0.9μs,开启延迟时间ton=0.73μs,由于其关断延迟大于开启延迟,易造成同一相上下两个桥臂同时导通。实际电路中由于硬件的时延,Spwm采样时刻的误差,以及为了防止同一相上下两个桥臂同时导通而设置了死区。im14400的最小死区时间tdead设为3μs。Spwm脉冲的每一个开关脉冲之前都要加一个至少3μs的死区时间tdead,当im14400的开关周期tg≥3μs,tg和载波周期tc相等,所以fc≤0.33mHz。im14400要求输入的最低pwm脉冲频率5kHz,所以5kHz≤fc≤0.33mHz。死区和开关时延是限制fc提高的最主要因素。fc越大,tg越短,tdead/tg就越大,逆变器的输出电压谐波分布也越复杂。
综上因素考虑,系统设计中选定fc=29.2kHz,它在20～100Hz的频率范围内,其载波比292
4.3FpGa内单相平均功率计算算法
平均功率公式[5]为:
将其离散化处理后得:
设计中,一个周期内电压和电流都采样256个点,则
5.应用程序设计部分
5.1VHDL硬件描述语言简介
采用VHDL（VeryHighSpeedintegratedCircuitHardwareDescriptiponLanguage）超高速集成电路硬件描述语言设计复杂数字电路的方法具有很多优点，VHDL语言的设计技术齐全、方法灵活、支持广泛。
VHDL语言的系统硬件描述能力很强，具有多层次描述系统硬件功能的能力，可以从系统级到门级电路，而且高层次的行为描述可以与低层次的RtL描述混合使用。VHDL在描述数字系统时，可以使用前后一致的语义和语法跨越多层次，并且使用跨越多个级别的混合描述模拟该系统。因此，可以对高层次行为描述的子系统及低层次详细实现子系统所组成的系统进行模拟。
5.2正弦波顶层设计程序
LiBRaRYieee;--正弦信号发生器源文件
USeieee.StD_LoGiC_1164.aLL;
USeieee.StD_LoGiC_UnSiGneD.aLL;
entitYSinGtiS
poRt(CLK:inStD_LoGiC;--信号源时钟
DoUt:oUtStD_LoGiC_VeCtoR(7Downto0));--8位波形数据输出
enD;
aRCHiteCtUReDaCCoFSinGtiS
Componentdata_rom--调用波形数据存储器Lpm_Rom文件:data_rom.vhd声明
poRt(address:inStD_LoGiC_VeCtoR(5Downto0);--6位地址信号
inclock:inStD_LoGiC;--地址锁存时钟
q:oUtStD_LoGiC_VeCtoR(7Downto0));
enDComponent;
SiGnaLQ1:StD_LoGiC_VeCtoR(5Downto0);--设定内部节点作为地址计数器
BeGin
pRoCeSS(CLK)--Lpm_Rom地址发生器进程
BeGin
iFCLK''''eVentanDCLK=''''1''''tHen
Q1<=Q1+1;--Q1作为地址发生器计数器
enDiF;
enDpRoCeSS;
u1:data_rompoRtmap(address=>Q1,q=>DoUt,inclock=>CLK);--例化
enD;
6结论
6.1取得的成绩
本系统初步达到了基本要求，整个系统运行稳定，甚至能在三相电流都达到3安得情况下长时间工作。各项保护均能够精确动作，测试效果比较理想。系统还扩展了频率步进、手动紧急断电等功能，并将频率分辨度做到了0.01Hz但是测试失真度为4.8﹪—5﹪。
6.2存在的不足和今后的努力方向
输入电压为198—242伏，负载的电流有效值应为0.5—3安，输出电压有效值应保持在36伏，误差绝对值应小于1﹪.然而受隔离变压器提供的最大电压限制，大负载情况下超出了反馈所能调节的最大范围，输出电压出现了跌落，如果时间允许，可以通过采用更适合的滤波电感、电容，并且使用更精细的逐点控制算法，相信能使系统的带负载能力和波形都得到一定程度的改善。
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关键词：光伏发电；锂电储能；混合供电管理；双向逆变
abstract：inrecentyears，thephotovoltaicpowergenerationhasbecomeanimportantformofdistributedgeneration，Step-by-stepintothecivilian。inordertomeetthefamily，Focusesontheuseofphotovoltaicpowergenerationsystem，Lithiumenergystoragesystems，Dischargemanagementsystem，Usersideofthepowersituation，Cityofelectricalinterventionandcontrolmanagementsystemintegratedtherundesigncontent。Byphotovoltaicpower、thefriendlyinterventionofelectrical，storageofenergystoragesystemsandhomepowergrid，toachievethephotovoltaicandmainscomplementarysupportload，effectivelyplaytheenergy-savingeffect。
Keywords：photovoltaicpowergeneration；lithiumenergystorage；amixedsupplymanagement；bidirectionalinverter
中图分类号：S611文献标识码：a文章编号：
0引言
太阳能具有资源丰富、开发方便、清洁无污染等优点，光伏发电作为太阳能发电的主要应用形式，已成为一种重要的分布式发电技术。随着光伏、风电等可再生能源发电技术的发展，分布式发电日渐成为满足负荷增长需求、提高能源综合利用效率、提高供电可靠性的一种有效途径，并在配电网中得到广泛的应用。
但分布式发电的大规模渗透也产生了一些负面影响，如单机接入成本较高、控制复杂、对大系统的电压和频率存在冲击等。这限制了分布式发电的运行方式，削弱了其优势和潜能。混合动力型系统设计为发电技术及可再生能源发电技术的整合和利用提供了灵活、高效的平台。
光伏发电受光照和温度等外界条件的影响较大，其功率输出具有较强的波动性与间歇性，给电能质量和电网调度带来了很大的挑战，因此在家庭应用中配备一定的储能装置组成光伏-蓄电池混合发电系统，改善系统动态和静态特性特性。
本文首先介绍含锂电池储能的光伏发电和市电混合供电设计系统的详细方案，其特征是：
集光伏、市电和锰酸锂电池供电为一体；具有逻辑控制功能；逆变输出纯正的正弦波；同时具有电压调整功能，输出电压稳定可靠。通过光伏发电、储能和市电控制管理系统研究和设计，完成独立光伏储能发电接入工程总体技术方案，为实现绿色光伏电源无障碍介入提供技术指导。
1总体方案设计
光伏发电阵列通过充电控制连接锂电储能系统，锂电储能经由一个双向DC/DC换流器通过充放电系统接入逆变单元，同时连接市电。市电输出控制电路和隔离逆变都连接aC输出接口。该系统以光伏发电用电为主，光伏发电不足时由市电介入，在没有市电和光伏发电不足时采用蓄电逆变支持负载工作的先后顺序。
2光伏发电系统设计
2.1光伏电池阵列设计
系统的光伏组件选用功率为195wp的单晶硅太阳电池组件，工作电压约为36.5V，开路电压约为41V。根据家庭用电情况满足室内照明、冰箱、电视、电脑等用电设备。系统电压DC48V，双向逆变器功率为2Kw，光伏方阵为4块195wp组件，采用2串2并方式连接。
光伏电池是光伏发电系统中最基本的电能产生单元，单体电池的输出功率较小，需经串并联形成光伏阵列以获得较高的输出电压和较大的输出功率。
太阳电池的输出特性
光伏性能图
3蓄电系统设计
3.1储能装置选择
综合比较各种储能技术在新能源发电领域的应用特点，锂电池作为新型绿色储能产品，具有寿命长、体积小、容量大等特点，在该项目中我们选用锰酸锂电池，在功率配比、循环使用寿命、使用费用等各个方面，均比较适合本项目的设计要求。
3.2储能装置充放电系统
对于储能系统，设计采用双向逆变器实现光伏发电、锂电池储能系统与市电的能量交互。双向逆变器采用逆变/充电一体机可以实现纯正弦波输出交流电压，以及在交流逆变器中集合了蓄电池充电功能、交流自动切换开关等。该储能系统配置的监控系统监控范围覆盖充电电流、蓄电池容量等各方面。充、放电电流实时测量，系统同时实时监控电压值，以保证系统运行在最佳状态下，延长系统使用时间。
4市电接入及控制管理系统设计
4.1市电介入工作模式
该工作模式为当光伏不处于发电状态或光伏发电不能满足负载用电时，由市电（交流）输入经隔离变压器隔离降压后，经整流器进行整流滤波，由逆变器逆变后给负载提供纯正弦波电能。同时市电通过整流后可以为蓄电进行充电。
4.2整体控制管理系统设计原理
具体工作原理如下：
1）、当日照充足，系统光伏输入功率大于负载功率时，保持长期由光伏输入经逆变DC-aC转换，输出交流电向负载提供电能，同时对逆变器后备锂电电池进行充电，直至锂电电池组电压充到设定的过高压保护点Vch值。
2）、当日照不充足或光伏输入功率小于负载功率时，当锂电电池组电压降低到设定点Vb时，由蓄电逆变转为市电交流供电，并且交流电经由逆变控制单元和光伏发电同时向锂电电池组进行充电。当逆变器后备电池组电压恢复到Vch时，断开交流供电，重新由光伏输入或逆变器后备电池组对负载提供电能。
3）、当光伏电池处于不发电状态时，该系统将处于交流市电供电模式，同时由交流供电经由双向逆变单元向后备锂电电池组进行充电。只有当具有光伏发电时转至1和2状态。
4）、该系统供电由三路供电组成，分别为市电供电模式，后备锂电电池提供供电模式以及光伏发电供电模式。根据工作环境按1）、2）、3）的逻辑模式工作。
系统原理图
5结论
本系统设计具有真正包含光伏发电、蓄电储能和市电接入的实际运行能力，能够真正实现分布式光伏发电、蓄电储能和市电供电之间的混合式供电。通过光伏发电和市电接入有效的保证系统供电的稳定可靠，可体现分布式光伏发电、市电接入及储能系统智能协调工作，有利于光伏分布式发展和提高光伏发电经济效益。
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