电源电路的设计篇1
关键词:核能谱测量DC/DC转换纹波转换效率
中图分类号:tL825文献标识码:a文章编号:1672-3791(2011)09(a)-0136-01
传统的电压转换技术在核能谱信号的处理中存在着纹波较大、效率过低以及不够稳定等缺点,这些不足都将影响核能谱信号的处理效果。本文设计了一种稳定性能好、输出纹波峰峰值小于32mV、使用可靠、转换效率高的电源转换电路。
1传统的电源转换电路
传统的电压转换电路通常用mC34063芯片作为控制部分,外加少量元器件,从而实现定压输出、升压降压、电压反转等功能。此种方案虽然成本较低,应用广泛,但仍然存在效率低、输出波纹大等缺点,不能用于精度较高的核能谱信号处理电路中。
2本文设计的电源转换电路
2.1基本结构
本文设计的电源转换电路包含两路输出:+5V和－5V。输入电压范围是+7V～+20V直流。其中+5V输出是由Lt1763CS8-5LDo芯片产生;－5V输出是由maX764eSa芯片将+5V电压反转产生－6V输出,再由Lt1964eS5-5芯片输出稳定的-5V电源。
2.2具体电路组成
2.2.1+5V电压转换电路(如图1)
Lt1763CS8-5芯片是微功耗、低噪声、低压差稳压器,能够提供500ma的输出电流和一个300mV的压差电压,重要特点是具有低输出噪声。在增设一个外部0.01μF旁路电容器的情况下,输出噪声将降至20μVRmS(在一个10Hz～100kHz的带宽之内)。
2.2.2-5V电压转换电路(如图2、3)
由于直接由+5V转-5V的DC/DC电压转换电路效果并不理想,输出的-5V电压有明显的波纹,并且存在着较大的误差。
若通过maX764eSa芯片先将+5V转成-6V,再通过Lt1964eS5-5芯片由-6V转-5V,则输出的-5V电压较稳定,且更加精准。
3两种电路效率和功率的比较
在理想状态下,电源加到负载上的功率为Vorms2/RL,加到系统上的功率与电源输出的平均电流Voave/RL和电源电压Vs的乘积成正比,效率就是这两个功率的简单比值。
DC/DC转换电路的效率就是各芯片效率的乘积。通过查找资料得知mC34063的效率为70%,maX764的效率为82%,Lt1763的效率为90%,Lt1964的效率为90%。
所以可以计算得出:
p传统=(pmC34063)2=70%*70%=49%
p改进=pLt1763*pmaX764*pLt1964=90%*82%*90%=66.42%
由上式可以很清楚的比较出来,改进后的效率明显比传统方法要高出许多来。
4结语
本设计改进了在核能谱信号处理中DC/DC电源转换电路的性能,在输出电压的稳定程度和精准度上也有了更好的保证,并且,提高了电源的转换效率,有效地改善了传统电路中存在的一些问题。调整电路中的各项参数,可将此电路应用于其他类似的DC/DC器件设计的电源,具有普遍的应用性。
参考文献
电源电路的设计篇2
摘要：本文针对大功率逆变电源系统主电路的研究和设计，提出了一种基于pwm控制器件Sa4828和51单片机的控制电路，用于产生和调节一系列的控制脉冲来控制逆变开关的导通和关断，从而配合逆变主电路完成逆变功能。与传统的Spwm技术相比：Sa4828可以提供高质量、全数字化的三相脉宽调制波形，并能实现精确控制，以构成性能优异的逆变系统。用51单片机作为处理器，即能满足系统的控制要求，又降低了成本，系统结构简单，元器件少，成本低且系统更加稳定。
关键词：逆变电源单片机Sa4828
0引言
目前，大功率逆变电源的设计方法不一，控制电路也不相同，但基本上都是基于现代逆变系统的基本结构，通过不同的电路设计，来提高系统的可靠性及抗干扰能力。本文介绍如何利用pwm控制器件Sa4828和51单片机设计控制电路，产生和调节逆变系统所需要的驱动脉冲。
1逆变系统概述
逆变系统是以燃料发电机不稳定的电能输出（即粗电）作为变换对象，经过电力电子变换，变换为满足用电需求的稳定的交流电能输出（即精电）。逆变系统的核心毋庸置疑是完成逆变功能的逆变电路，此外逆变系统还需要产生和调节驱动脉冲的电路及控制电路，还要有保护电路，辅助电源电路，输入电路和输出电路等。这些电路构成了逆变系统的基本结构，其系统结构图如图1。本文主要研究设计控制电路模块。
2控制电路系统硬件设计
控制电路的功能是按要求产生和调节一系列的控制脉冲来控制逆变开关的导通和关断，从而配合逆变主电路完成逆变功能。在逆变系统中，控制电路和逆变电路同样重要。整个控制器由微处理器和Spwm发生器组成。在此采用at89S51单片机作为主控制器，Spwm波的产生选择了专用集成芯片Sa4828，输出采样和tL431精准电压比较。单片机通过对电压电流的采样，a/D转换为数字量的形式传入单片机，通过适当的算法来控制Sa4828的pwm波的输出，达到控制逆变开关的导通和关断的目的。硬件连接方案如图2。
3控制系统软件设计
对Sa4828的控制是通过微处理器接口将数据送入芯片和两个寄存器（初始化寄存器和控制寄存器）来实现的。初始化寄存器用于设定与逆变器有关的一些基本参数，这些参数在pwm输出端允许输出前初始化，逆变器工作以后不允许改变。
图3给出了程序流程图，从程序流程图中可看出：单片机先将Sa4828复位，在向其传送初始化参数和控制参数之后Sa4828即可输出pwm波形，逆变器随后将处于工作状态，这时单片机应不断查询输出状态，以便随时调整pwm输出特性，以满足系统要求；只要系统工作正常，看门狗定时器就不断被更新，以防止其溢出而中断pwm输出。
4结论
与mitel公司的先前产品Sa828相比，Sa4828具有增强型微处理器接口，可与更多的单片机兼容。将调制波频率的分辨率提高到16位。由于采用了可由用户选择的三相幅值独立控制方式，因而使得三相逆变器可用于任意不对称负载。有三种可供选择的输出波形，适用于多种应用场合。可提供软件复位功能。内置“看门狗”定时器以加强监控，从而提高了可靠性。系统以51单片机为控制核心，与高端处理器相比，即满足了系统控制要求又降低了成本。该系统设计简单，控制电路使用器件少，即降低了成本、又提高了系统可靠性。
参考文献：
[1]陈桂友，孙同景等.单片机原理及应用[m].山东大学，2006
电源电路的设计篇3
引言
topSwitch是美国功率集成公司（pi）于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，是三端离线pwm开关（threeterminalofflinepwmSwitch）的缩写。它将开关电源中最重要的两个部分——pwm控制集成电路和功率开关管moSFet集成在一块芯片上，构成pwm/moSFet合二为一集成芯片，使外部电路简化，其工作频率高达100kHz，交流输入电压85～265V，aC/DC转换效率高达90％。对200w以下的开关电源，采用topSwitch作为主功率器件与其他电路相比，体积小、重量轻，自我保护功能齐全，从而降低了开关电源设计的复杂性，是一种简捷的SmpS（SwitchmodepowerSupply）设计方案。
topSwitch系列可在降压型，升压型，正激式和反激式等变换电路中使用。但是，在现有的参考文献以及pi公司提供的设计手册中，所介绍的都是用topSwitch制作单端反激式开关电源的设计方法。反激式变换器一般有两种工作方式：完全能量转换（电感电流不连续）和不完全能量转换（电感电流连续）。这两种工作方式的小信号传递函数是截然不同的，动态分析时要做不同的处理。实际上当变换器输入电压在一个较大范围发生变化，和（或者）负载电流在较大范围内变化时，必然跨越两种工作方式，因此，常要求反激式变换器在完全能量和不完全能量转换方式下都能稳定工作。但是，要求同一个电路能实现从一种工作方式转变为另一种工作方式，在设计上是较为困难的。而且，作为单片开关电源的核心部件高频变压器的设计，由于反激式变换器中的变压器兼有储能、限流、隔离的作用，在设计上要比正激式变换器中的高频变压器困难，对于初学者来说很难掌握。笔者采用top225Y设计了一种单端正激式开关电源电路，实验证明该电路是切实可行的。下面介绍其工作原理与设计方法，以供探讨。
1topSwitch系列应用于单端正激变换器中存在的问题
topSwitch的交流输入电压范围为85～265V，最大电压应力≤700V，这个耐压值对于输入最大直流电压Vmax=265×1.4=371V是足够的,但应用在一般的单端正激变换器中却存在问题。
图1是典型的单端正激变换器电路，设计时通常取nS=np，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激变换器工作过程,topSwitch关断期间，变压器初级的励磁能量通过nS，D1，e续流（泄放）。此时，topSwitch承受的最大电压为
VDSmax≥2e=2Vmax=742V（1）
大于topSwitch所能承受的最大电压应力700V，所以，topSwitch不能在一般通用的正激变换器中使用。
2topSwitch在单端正激变换器中的应用
由式（1）可知，topSwitch不能在典型单端正激变换器中应用的关键问题，是其在关断期间所承受的电压应力超过了允许值，如果能降低关断期间的电压应力，使它小于700V，则topSwitch仍可在单端正激变换器中应用。
2.1电路结构及工作原理
本文提出的topSwitch的单端正激变换器拓扑结构如图1所示。它与典型的单端正激变换器电路结构完全相同,只是变压器的去磁绕组的匝数为初级绕组匝数的2倍,即nS=2np。
topSwitch关断时的等效电路如图2所示。
若nS与np是紧耦合，则，即
Vnp=1/2VnS=1/2e（2）
VDSmax=Vnp＋e=e=1.5×371
=556.5V<700V（3）
2.2最大工作占空比分析
按np绕组每个开关周期正负V·s平衡原理，有
Vnpon(Dmax/t)=Vnpoff[(1-Dmax)/t]（4）
式中：Vnpon为topSwitch开通时变压器初级电压，Vnpon=e；
Vnpoff为topSwitch关断时变压器初级电压，Vnpoff=（1/2）e。
解式（4）得
Dmax=1/3（5）
为保险，取Dmax≤30％
2.3去磁绕组电流分析
改变了去磁绕组与初级绕组的匝比后，变压器初级绕组仍应该满足a·s平衡，初级绕组最大励磁电流为
im(t)|t=Dmaxt=ism=Dmaxt=(e/Lm)Dmaxt（6）
式中：Lm为初级绕组励磁电感。
当im(t)=ism时，B=Bmax，H=Hmax，则去磁电流最大值为
ism==(Hmaxlc/ns)=1/2ipm(7)
式中：lc为磁路长度；
ipm为初级电流的峰值。
根据图2（b）去磁电流的波形可以得到去磁电流的平均值和去磁电流的有效值is分别为
下面讨论当np=nS，Dmax=0.5与np=nS，Dmax=0.3时的去磁电流的平均值和有效值。设上述两种情况下的Hmax或Bmax相等，即两种情况下励磁绕组的安匝数相等，则有
im1np1=im2np2（10）
式中：np1为Dmax=0.5时的励磁绕组匝数；
np2为Dmax=0.3时的励磁绕组匝数；
设Lm1及Lm2分别为Dmax=0.5和Dmax=0.3时的初级绕组励磁电感，则有
im1=e/Lm1×0.5t为Dmax=0.5时的初级励磁电流；
im2=e/Lm2×0.3t为Dmax=0.3时的初级励磁电流。
由式（10）及Lm1，Lm2分别与np12，np22成正比，可得两种情况下的励磁绕组匝数之比为
(np1)/(np2)=0.5/0.3
及(im1)/(im2)=(np2)/(np1)=0.3/0.5(12)
当nS1=np1时和nS2=2np2时去磁电流最大值分别为
ism1=im1=im（13）
ism2=im2=(0.5/0.6)im（14）
将式（10）～（14）有关参数代入式（8）～（9）可得到，当Dmax=0.5时和Dmax=0.3时的去磁电流平均值及与有效值is1及is2分别为
is1=1/4imimis1=0.408im（Dmax=0.5）
is2≈0.29imis2=0.483im（Dmax=0.3）
从计算结果可知，采用nS=2np设计的去磁绕组的电流平均值或有效值要大于nS=np设计的去磁绕组的电流值。因此，在选择去磁绕组的线径时要注意。
3高频变压器设计
由于电路元件少,该电源设计的关键是高频变压器,下面给出其设计方法。
3.1磁芯的选择
按照输出Vo=15V，io=1.5a的要求，以及高频变压器考虑6％的余量，则输出功率po=1.06×15×1.5=23.85w。根据输出功率选择磁芯，实际选取能输出25w功率的磁芯，根据有关设计手册选用ei25，查表可得该磁芯的有效截面积ae=0.42cm2。
3.2工作磁感应强度ΔB的选择
ΔB=0.5BS，BS为磁芯的饱和磁感应强度，由于铁氧体的BS为0.2～0.3t，取ΔB=0.15t。3.3初级绕组匝数np的选取
选开关频率f=100kHz（t=10μs），按交流输入电压为最低值85V，emin≈1.4×85V，Dmax=0.3计算则
取np=53匝。
3.4去磁绕组匝数nS的选取
取nS=2np=106匝。
3.5次级匝数nt的选取
输出电压要考虑整流二极管及绕组的压降，设输出电流为2a时的线路压降为7％，则空载输出电压Vo0≈16V。
取nt=24匝。
3.6偏置绕组匝数nB的选取
取偏置电压为9V，根据变压器次级伏匝数相等的原则，由16/24=9/nB，得nB=13.5,取nB=14匝。
3.7topSwitch电流额定值iCn的选取
平均输入功率pi==28.12w（假定η=0.8），在Dmax时的输入功率应为平均输入功率，因此pi=DmaxeminiC=0.3×85×1.4×iC=28.12，则iC=0.85a，为了可靠并考虑调整电感量时电流不可避免的失控，实际选择的topSwitch电流额定值至少是两倍于此值，即iCn>1.7a。所以，我们选择iLimit=2a的top225Y。
4实验指标及主要波形
输入aC220V，频率50Hz，输出DCVo=15(1±1％)V，io=1.5a，工作频率100kHz，图3及图4是实验中的主要波形。
图3中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是输入直流电压e波形，由图可知VDS=1.5e；图4中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是去磁绕组电流is波形，实验结果与理论分析是完全吻合的。
电源电路的设计篇4
关键词LeD；电源驱动；节能高效
中图分类号tm91文献标识码a文章编号1674-6708（2011）46-0011-01
1LeD路灯的电源驱动原理
近些年随着大功率的LeD发光技术的升级，大功率的白光LeD进入了照明市场，越来越多的被应用于通用照明领域。因为LeD本身具有高光效、寿命长、抗浪涌能力差等特点，以此LeD路灯的电源控制和驱动系统就成为了保证其功能和高效的重要基础。
为了设计出更加安全可靠的电源驱动器，必须对其工作原理进行了解。本文对LeD路灯电源驱动器的基本工作原理进行简要的介绍：主要的系统设计是处采用隔离变压器、peC控制电源开关，并保证输出为恒定的电压，完成对LeD路灯的驱动。因为实际中LeD的抗浪涌的能力较差，尤其是对反向电压更为敏感。所以在电源控制中应当注意对这方面的保护效果的提高。同时，LeD路灯主要的工作状况是户外，因此要增加对防浪涌的措施。因为对其供电的电网容易受到雷电的干扰，从而产生感应电流而涌入电网，从而导致对LeD的破坏。所以电源的驱动也应当具备抑制浪涌的功能，达到保护LeD的效果。此时采用的emi滤波电路就起到了这种防止电网谐波串入的模块，以此保护路灯的电路正常工作。
2LeD路灯的电源驱动器的设计
2.1驱动器设计简述
针对LeD路灯系统的电源控制器的设计需要考虑到其特地和基本要求才能达到目的。具体的情况如下：此系统中的每个路灯的功率在100w以内；为了提高路灯的实用性，路灯的LeD被分为若干小组，每组LeD则是串联驱动，组与组之间为隔离驱动，保证单组损坏而不影响整个LeD的工作；为了提高路灯的安全性，输入和输出系统需要有电气隔离；电源的公因数必须维持在较高的水平。
在设计中为了满足以上的基本需求，通常采用的是aC/DC恒压电源和多路控制的DC/DC恒定流动驱动级联的方式完成对多路的LeD驱动。aC/DC部分采用的是反激形式拓扑，输出的功率可以满足LeD的功率；DC/DC的部分采用国半德尔LeD恒定电流芯片。其中在aC/DC部分所采用的反激式的电源所产生的损耗将影响电源的效率，其损耗主要有：一次场效应晶体管的损耗，主要是导通和开关损耗；二次侧的整流二极管造成的功率损耗；高频变压的固有的铁损、铜损、漏感损耗等，为了提高整个电源的高效率就应当对上面三种情况进行控制。
2.2控制形式和零电压设计
在提高效率的设计中，如采用St所生产的L6562作为控制芯片，此芯片是一种较为经济的功率因数校正控制元器件。反激方式电源工作是在不连续导电的模式下进行工作的，通过前端的滤波其进行自动调整实现高功率。为了减小场效应晶体管损耗，利用与芯片相适应的器件，这样可以有效的降低在导通时出现的损耗，同时还可以利用准谐振的技术实现场效应晶体管的零电压导通，完成对开关损耗的控制。
2.3同步整流设计
通常的反激式开关在利用中二次侧的整流二级管也会形成较大的损耗，为了实现高效率可以利用具有低导通降压的二极管来缓解高损耗的问题，但是实践中看，此种改进的效果并不明显，同时一些设计中输出的电压较高，而肖特基二极管的反向耐压性能并不理想，所以其不能满足高效率需求。
实践证明较好的方法是采用同步整流技术对功率进行调整，利用导通电阻较低的场效应晶体管代替整流二极管。同步整流方式可以分为外驱动和内驱动两种，工作原理也可分为电压型和电流型、谐振型驱动等。这些同步驱动的方式各自有其优势和不足。其中一种较为实用的是电流同步的控制驱动方案，但是因为驱动中选择了场效应晶体管门极驱动电压钳位在输出电压上，而门极穿电压通常较低，因此要采用此种方法就要降低输出电压。
所以可以采用混合型的同步整流方法，其工作的原理为在两个变压器上的两个绕组为t3、t4，其中t3设计为二次绕组主要负责能量的传递，t4则为辅助绕组。在t4上的电压随着t3电压的升高而升高，用于开启同步整流用场效应管。此时的电流互感器中的两个绕组也起到不同的作用，初级绕组是串联在主电路中，是检验流经的场效应管的电流，当该绕组中的电流下降到0的时候，另一个绕组则将场效应管断开。所以此种方案可以利用电压信号来控制场效应晶体管的导通，电流信号泽尔负责其关闭，不仅仅提高了效率还可以稳定的工作，控制了无开通的情况。
2.4变压器的高效率设计
高频率变压器是隔离形式的电源中不可或缺的器件，在提升效率的方面也有着重要的作用。变压的损耗主要来自铜损、铁损、漏感损耗，此三者的损耗可以通过必要的手段进性损耗的控制，但是控制的措施不能完全达到综合高效的目标效果。因此，新型的变压器技术将高频率供电系统进行了升级。此种变压器的技术日趋成熟，主要特点是高度低，利用底部面积大的平面磁芯。此种变压器采用的绕着是螺旋印制线构成。和以往的变压器相比此种平面型的变压效果更高，工作效率也得到了提升，且体积小、漏感小、导热性好、一致性强等。虽然其距离应用还有一段时间，但是可以成为高端应用领域的替代产品。
3结论
LeD路灯系统的高效率电源驱动器的设计，其首要的目的就是保证路灯的高频率工况，同时防止供电系统中的干扰侵入到路灯系统中而造成损坏。其次，利用多种复合电路和晶体管来提高供电过程中的各种线路损耗，提高供电的效率，以此达到安全、高效的目的。
参考文献
[1]魏大为.大功率LeD路灯驱动电源的设计[J].电工技术，2009(5).
[2]张国隽.城市路灯照明节能方案的设计[J].广东科技，2007(S2).
电源电路的设计篇5
3.1基本理论
常用的开关电压电源未补偿的开环传递函数tu可分为单极点和双极点两种，对于单极点一般采用pi（比例积分）补偿，双极点一般采用piD（比例积分微分）补偿。也可以大致理解为电流型控制的采用pi补偿，电压型控制的采用piD补偿。
pi补偿可以用如下电路实现：
wL=1/(R2C2)wp=1/(R2C1)Gc=R2/R1(C2>>C1)
Gc是比例因子；零点wL引入积分，当频率小于wL，增益增加，直流增益提高，意味着稳压精度提高；极点wp使高频的干扰信号迅速衰减。需要注意的是上面的等式是在C2>>C1的假设下得到的，实际选择反馈参数时要注意满足这个条件。
piD补偿可以采用如下方式：
若R1>>R3，C2>>C1，有：
为在fc点获得θ的超前补偿，有：
fL使低频增益加大，提高稳压精度；fz引入相位超前补偿，增加相位裕度；fp1、fp2使高频干扰衰减。注意满足：R1>>R3，C2>>C1。
3.2补偿网络设计实例
画出tu的Bode图之后，就可以设计补偿网络了。下面对几个实际电路进行分析。
3.2.1非隔离的电压型BUCK（tpS40007）
输入5.5V，输出3.3V/5a，开关频率fs=300kHz。按照tpS40007的内部结构，锯齿波的幅值是Vm=0.9V，所以控制电压Vc到占空比D的传递函数Gain=1/Vm。补偿网络的设计步骤如下：
/psimu/ZXtJ/tJ6700/smallsignal3V
第一步：去掉补偿网络，对控制电压Vc（即补偿网络的输出）进行直流扫描，找到使Vo=3.3V时的Vc值，将Vc的直流分量设为次值，即设置了电路的静态工作点。
第二步：对Vc进行交流扫描，得到未补偿的Vc到Vo的传递函数tu。tu的直流增益为15.7dB，交越频率为10.5kHz。
第三步：设计补偿网络参数。由于是电压型控制，所以采用piD补偿。设补偿后的交越频率fc=20kHz，在fc处得到60°的相位补偿；而tu在fc处的增益是dbGc=-12.38；设置极点fp2=180kHz以抑制高频干扰；R1=36K。按上述参数得到补偿网络的反馈参数：R2=40K（取39k），C2=7.4nF（取4.7nF），C1=53pF（取47pF），R3=1k，C3=820pF（取1nF）。
仿真结果：fc=24.7kHz，相位裕度φm=43°。下面是实测的环路BoDe图。
实测的交越频率及相位裕度都比仿真的大些，这是由于频率高了以后，电路的分布参数影响的结果。
3.2.2隔离的电流型BUCK（tDa16888）
输入400Vdc，输出54V/5a，开关频率fs=100kHz。
/psimu/zx500w/main/smallsignal1
为便于补偿网络的设计，将光藕部分也归入未补偿的传递函数tu，即：只将补偿网络分开。那么tu是光藕的输入Vc（补偿网络运放的输出）到输出Vo的传递函数。
补偿斜率mva的计算：芯片15脚的外接电容100pF，通过内部的10K电阻充电，时间常数只有1us，电源的开关频率是100kHz，在电流信号与Vc比较的瞬间，外接电容已经基本充满了电，对斜率补偿没有多大影响，实际上此处电容的作用只是消除电流检测波形前端的尖峰。对环路特性有影响的斜率是指锯齿波与Vc比较时的斜率。tDa16888芯片内部是将电流检测信号放大了5倍，即加在电流锯齿波信号上的补偿斜率是电流信号本身斜率的4倍。根据实际电路结构，可以算出在变压器原边检流电阻上的电流信号（实际是电压信号）的斜率：
输入电压Vi=400V，变压器变比n=2.875，输出电感Lo=200uH，输出电压Vo=54V，输出电感电流的上升斜率mi=(Vi/n-Vo)/Lo=0.425a/us，折合到原边，电流上升斜率mip=mi/n=0.148a/us，在检流电阻上的电压上升率mv=mip*Rs(0.22)=0.0325V/us=32.5KV/s，也可以通过仿真直接得到电流斜率。由此得到补偿斜率mva=4*mv=130KV/s。
V9是芯片内部的压降。
第一步：先得到Vc到Vo的传递函数tu。方法是对Vc进行DC扫描，得到使输出电压为Vo时的Vc值，从而确定了电路的工作点（Biaspoint）。设定Vc的直流分量为工作点的值，然后进行aC扫描，得到tu：DC增益32.84dB、转折频率fo=23.6Hz。
第二步：确定补偿网络的形式。因为是电流型控制，可以采用pi补偿。补偿前tu的直流增益dbtuo=32.84dB，tu的转折频率fo=23.57Hz，tu的交越频率fc’=1kHz。为提高系统的动态响应，将补偿后的fc提高到2kHz（由于光藕的带宽只有10kHz左右，所以在有光藕隔离的场合，很难将交越频率提得很高）；为提高稳压精度，加入零点fL=fc/10；为抑制高频干扰，加入极点fp=10*fc；在确定R1=33k后，可以算出反馈网络的参数：R2=64kC2=12nFC1=120pF
第三步：将补偿网络加入环路中，此时得到的电路就和实际的一样了。进行偏置点扫描（biaospointswip），得到电路各点的电压，与实际的测试结果比较，保证电路的参数设计合适，比如可以看看光藕的if是否合适。将环路中各器件设计到合适的工作点是保证电路在各种环境下稳定工作及长的工作寿命的前提。注意：补偿网络的参数不会影响电路的静态工作点。确定环路的静态工作点后，加入Lf、Cf及Vsti进行aC扫描，得到整个系统补偿后的开环传递函数t。
在上述仿真电路中，电感Lf很大，对直流信号相当于短路，所以不会影响整个环路的静态工作点，Lf对交流信号来说相当于开路，所以仿真出的t是开环传递函数；Cf也很大，对激励源Vsti来说相当于短路，从而引入激励信号，Cf对直流信号相当于开路，Vsti的任何直流分量不会影响环路的静态工作点。
从仿真结果可以看出，交越频率fc处的相位裕度φm=66°，且频率低于fc的最低相位裕度也有36°，所以系统是稳定的。下面是实测的开环Bode图。
3.2.3带前馈的电压型隔离BUCK（Lm5025）
输入48V，输出3.3V/40a，Lm5025控制器，开关频率fs=280kHz，下图是实际电路参数，可以看出测试结果与仿真结果很相似，表示所建的仿真模型准确度是可以信赖的！
Lm5025-2
下面对此电路按上面的方法重新设计补偿网络。
首先，将补偿网络移出，画出从光藕输入到Vo的未补偿传递函数tu。C8、C9、C6、R12不要，R6及Vr1是芯片内部参数，需保留。
从仿真结果可以看出，tu的直流增益很小，只有-0.44dB。原因是光藕的电阻R5接到了输出Vo，从而降低了Vo对Vc的增益。若将R5接到一个固定电平VCC上，则整个增益增加了，tu的直流增益增加到25.6dB！以此为基础进行补偿网络设计。由于是电压型控制，所以采用piD补偿。由于本电源的开关频率很高，达fs=280kHz，若没有光藕隔离限制，补偿后的交越频率可取fc=0.2*fs=56kHz，但由于光藕的带宽只有10kHz左右，且光藕引入的相位滞后在5kHz以后急剧增加，所以为了得到尽可能大的带宽，首先应对光藕进行适当补偿以拓展其带宽。此处在光藕的输出加入RC零点。设补偿后的交越频率为fc=20kHz，tu在fc处的增益dbGc=-8.67dB，希望在fc处得到60°的相位补偿，设置极点fp2=180kHz以抑制高频干扰，R1=100k//56k=35.9k，计算得到补偿网络如下：
补偿后带宽20kHz，相位裕度30°。仿真得到的相位裕度往往小于预期的值，这是由于补偿网络的运放及未完全补偿的光藕造成的。
3.2.4准谐振Flyback（UCC28600）
220Vac输入、28V/2.3a输出，光藕+tL431反馈。
UCC28600
先把补偿网络去掉，计算未补偿的Vc到Vo的传递函数tu，由于光藕直接接到输出，所以tu的直流增益很低。
下面是实测的环路BoDe图，可见仿真结果与实测符合得很好。
电源电路的设计篇6
论文关键词：LeD，电源驱动，节能高效
一、LeD路灯的电源驱动原理
近些年随着大功率的LeD发光技术的升级，大功率的白光LeD进入了照明市场，越来越多的被应用于通用照明领域。因为LeD本身具有高光效、寿命长、抗浪涌能力差等特点，以此LeD路灯的电源控制和驱动系统就成为了保证其功能和高效的重要基础。
为了设计出更加安全可靠的电源驱动器，必须对其工作原理进行了解。下面就对LeD路灯电源驱动器的基本工作原理进行简要的介绍：主要的系统设计是处采用隔离变压器、peC控制电源开关，并保证输出为恒定的电压，完成对LeD路灯的驱动。因为实际中LeD的抗浪涌的能力较差，尤其是对反向电压更为敏感。所以在电源控制中应当注意对这方面的保护效果的提高。同时，LeD路灯主要的工作状况是户外，因此要增加对防浪涌的措施。因为对其供电的电网容易受到雷电的干扰，从而产生感应电流而涌入电网，从而导致对LeD的破坏。所以电源的驱动也应当具备抑制浪涌的功能，达到保护LeD的效果。此时采用的emi滤波电路就起到了这种防止电网谐波串入的模块，以此保护路灯的电路正常工作。
二、LeD路灯的电源驱动器的设计
1、驱动器设计简述
针对LeD路灯系统的电源控制器的设计需要考虑到其特地和基本要求才能达到目的。具体的情况如下：此系统中的每个路灯的功率在100w以内；为了提高路灯的实用性，路灯的LeD被分为若干小组，每组LeD则是串联驱动节能高效，组与组之间为隔离驱动，保证单组损坏而不影响整个LeD的工作；为了提高路灯的安全性，输入和输出系统需要有电气隔离；电源的公因数必须维持在较高的水平。
在设计中为了满足以上的基本需求，通常采用的是aC/DC恒压电源和多路控制的DC/DC恒定流动驱动级联的方式完成对多路的LeD驱动。aC/DC部分采用的是反激形式拓扑，输出的功率可以满足LeD的功率；DC/DC的部分采用国半德尔LeD恒定电流芯片。其中在aC/DC部分所采用的反激式的电源所产生的损耗将影响电源的效率，其损耗主要有：一次场效应晶体管的损耗，主要是导通和开关损耗；二次侧的整流二极管造成的功率损耗；高频变压的固有的铁损、铜损、漏感损耗等，为了提高整个电源的高效率就应当对上面三种情况进行控制。
2、控制形式和零电压设计
在提高效率的设计中，如采用St所生产的L6562作为控制芯片，此芯片是一种较为经济的功率因数校正控制元器件。反激方式电源工作是在不连续导电的模式下进行工作的，通过前端的滤波其进行自动调整实现高功率。为了减小场效应晶体管损耗，利用与芯片相适应的器件，这样可以有效的降低在导通时出现的损耗，同时还可以利用准谐振的技术实现场效应晶体管的零电压导通，完成对开关损耗的控制cssci期刊目录。
3、同步整流设计
通常的反激式开关在利用中二次侧的整流二级管也会形成较大的损耗，为了实现高效率可以利用具有低导通降压的二极管来缓解着高损耗的问题，但是实践中看，此种改进的效果并不明显，同时一些设计中输出的的电压较高，而肖特基二极管的反向耐压性能并不理想，所以其不能满足高效率需求。
实践证明较好的方法是采用同步整流技术对功率进行调整，利用导通电阻较低的场效应晶体管代替整流二极管。同步整流方式可以分为外驱动和内驱动两种，工作原理也可分为电压型和电流型、谐振型驱动等。这些同步驱动的方式各自有其优势和不足。其中一种较为实用的是电流同步的控制驱动方案，但是因为驱动中选择了场效应晶体管门极驱动电压钳位在输出电压上，而门极穿电压通常较低，因此要采用此种方法就要降低输出电压。
所以可以采用混合型的同步整流方法，其工作的原理为在两个变压器上的两个绕组为t3、t4，其中t3设计为二次绕组主要负责能量的传递，t4则为辅助绕组。在t4上的电压随着t3电压的升高而升高，用于开启同步整流用场效应管。此时的电流互感器中的两个绕组也起到不同的作用，初级绕组是串联在主电路中，是检验流经的场效应管的电流，当该绕组中的电流下降到0的时候节能高效，另一个绕组则将场效应管断开。所以此种方案可以利用电压信号来控制场效应晶体管的导通，电流信号泽尔负责其关闭，不仅仅提高了效率还可以稳定的工作，控制了无开通的情况。
4、变压器的高效率设计
高频率变压器是隔离形式的电源中不可或缺的器件，在提升效率的方面也有着重要的作用。变压的损耗主要来自铜损、铁损、漏感损耗，此三者的损耗可以通过必要的手段进性损耗的控制，但是控制的措施不能完全达到综合高效的目标效果。因此，新型的变压器技术将高频率供电系统进行了升级。此种变压器的技术日趋成熟，主要特点是高度低，利用底部面积大的平面磁芯。此种变压器采用的绕着是螺旋印制线构成。和以往的变压器相比此种平面型的变压效果更高，工作效率也得到了提升，且体积小、漏感小、导热性好、一致性强等。虽然其距离应用还有一段时间，但是可以成为高端应用领域的替代产品。
三、结束语
LeD路灯系统的高效率电源驱动器的设计，其首要的目的就是保证路灯的高频率工况，同时防止供电系统中的干扰侵入到路灯系统中而造成损坏。其次，利用多种复合电路和晶体管来提高供电过程中的各种线路损耗，提高供电的效率，以此达到安全、高效的目的。
参考文献：
[1]魏大为.大功率LeD路灯驱动电源的设计[J].电工技术,2009,(05)
[2]张国隽.城市路灯照明节能方案的设计[J].广东科技,2007,(S2)
[3]陈发强.优化路灯电源设计节约用电[J].科技资讯,2007,(29)
[4]金香.路灯电源控制系统的设计[J].节能,2009,(09)
电源电路的设计篇7
（桂林电子科技大学，广西桂林541004）
【摘 要】无源RFiD是一种应用比较广泛的射频识别系统，但存在读写距离较近的问题。介绍了一种利用外接天线和射频放大器的电路形式，来增大无源RFiD阅读器的发射功率，提高其有效的读写距离，实验表明，采用这种方式，可以将发射功率提高18dB以上。
关键词无源RFiD；射频低噪声放大器；微带缝隙天线
基金项目：“基于RFiD的室内定位系统”（ZJw01217）。
RFiD(Radiofrequenceidentification)即射频识别，是一种利用射频通信实现的非接触式自动识别技术[1]，它利用射频信号对目标进行非接触式的自动识别和相关数据的读写[2]，可自动而快速地进行物品追踪和数据交换。
RFiD系统一般由电子标签（tag）、阅读器（Reader）和应用软件系统等三个基本部分组成。电子标签由天线、耦合元件及芯片组成，每个标签具有唯一的电子编码，附着在物体上标识目标对象；阅读器是用于读取标签信息的设备；应用软件系统是应用层软件，完成对收集的数据进一步处理，并供供实际需要使用。
RFiD系统的工作频率主要有125kHz、13.56mHz、430mHz、860mHz～960mHz、2.45GHz、5.8GHz等，允许的最大发射功率电平和频率分配因国家和地区的不同而有所不同。在RFiDUHF频段（860mHz～960mHz），系统的识别距离远，可从几米到几十米。
1 系统组成
对于RFiD系统中的标签和阅读器，都内置了天线以实现两者之间的通信，根据电子标签工作能量来源不同，分为有源电子标签和无源电子标签两类。无源电子标签是通过阅读器的发射天线发射一定频率的射频信号，在电子标签进入发射天线工作区域时产生感应电流，使电子标签获得能量被激活。
对于无源RFiD，由于发射功率的限制，其读写距离一般较近，为了进一步扩展RFiD的有效读写距离，可以通过在现有的阅读器外部加上射频放大器和外接天线的方法，系统连接方式如图1所示。
2 放大器设计
放大器实际上是一种高频宽带低噪声放大器，由于RFiD工作在高频频段（工作频率为860mHz～960mHz），放大器设计以英飞凌公司的双极性晶体管BFp420为核心，在设计过程中，为了减少反射，利用微带线路对输入端和输出端进行了阻抗匹配。
3 天线设计
天线采用微带缝隙F形槽天线设计，为了保证天线有较高的效率，采用低损耗低介电常数的基板材料，材质选用常见pCB板FR-4，其介电常数εr=4.4，损耗角为tgδ=2×10-2，介质板厚度为1.6mm，覆铜厚度为0.035mm，尺寸为75mm×56mm。天线结构如图2。
4 测试结果
4.1 放大器测试
经实际测试，射频放大器在860mHz～960mHz带内，增益最高和最低分别是20.3dB和19.48dB，输入、输出反射系数S11、S22≤-10dB，正向传输系数S21﹥15dB，通带内增益平坦度小于1dB。
4.2 天线测试
利用矢量网络分析仪对微带天线的S11进行测试，测试结果如图3所示。其阻抗匹配带宽，增益大于1.5dBi，电压驻波比VSwR≤1.8。
4.3 系统测试
采用图1的连接方式进行电路连接，将同一接收天线接入频谱仪进行接收，对未接放大器的发射功率，与接放大器前的发射功率进行对比测试，结果如表1所示。
从测试结果可以看出，通过外接放大器和天线的方式，可以显著地提高无源RFiD阅读器的辐射能力。
参考文献
［1］王文峰,耿力.基于射频识别的实时定位系统技术研究[J].信息技术与标准化,2007（7）:1-29.
电源电路的设计篇8
关键词：直流稳压电源；电路设计；工作原理
1电路设计背景和目的
通过多年的教学经验和对中职院校的学生进行的调研情况来看，中职院校的学生普遍文化基础薄弱，对文化课、理论课不感兴趣，但是大部分中职学生对实训课程感兴趣，喜欢动手操作，能够尝试动手去做一些实验，有的甚至能独立完成一些电子产品的安装与调试。例如，简单的门铃电路，流水灯电路等。因此，针对中职院校学生的实际情况，结合我学院电气工程系的学生学习情况，今年，我系领导决定对学生的课程安排进行了大胆改革，去掉纯粹的理论课，所有专业课程都变为一体化课程，让学生通过动手操作掌握理论知识，真正做到在做中学，在学中做，在这样的背景下，我尝试了将所担任学科《电子技术基础》这门理论课程融入到《电子电路的安装与调试》这门实训课程中去，变理论课实训课程为一体化课程。依托这样的改革前提，我尝试对直流稳压电源的电路进行了以下设计，目的就是为了更好的适应电气工程系的改革实践，同时也能够使学生在实际动手操作过程中深刻理解相应的电子专业理论知识，能够培养学生掌握理论知识的能力，激发学生热爱电子专业的热情，提高了学生学习的积极性，最重要的是让学生学会了技能，一技在手，更好地走上工作岗位，尽快地适应社会。
2电路设计实验设备及器件
所谓巧妇难为无米之炊，电路设计同样需要必要的实验设施和工具，而实验条件的好坏和选择工具的正确与否是设计的关键和前提。下面我来具体阐释我的设计思路中所需要的实验条件、实验工具和必要的原材料：
2.1电路所需实验设施和工具
本次设计的完成需要在专业的电子试验台上进行，需要的工具如下：示波器、万用表、变压器（12v）、电烙铁、钳子和镊子等，另外需要必要的焊锡和连接线。
2.2电路所需元器件清单
元器件清单如下：
1a二极管in4007，V1、V2、V3、V4，4只；发光二极管V5，1只；熔断丝FU参数为1a1只；100uF50V电容C1，1只；10uF25V电容C2，1只；500uF16V电容C3，1只；2200uF电容C4，1只；开关Sw，1只；2.7KΩ电阻R1，1只；190Ω电阻R2，1只；280Ω电阻R3，1只；1KΩ电位器R4，1只；三端集成稳器Cw7812U（可调范围1.25V～12V），一只；可调电阻Rw，1只。
3电路设计思路
直流稳压电源又称为直流稳压器，其作用就是将交流电转化成相应用电器所需要的稳定电压的直流电。其关键是输出直流电压的稳定性，所以我们设计电路的着眼点就是电路转化的稳定性。
3.1直流稳压电源的工作原理
直流稳压电源一般由电源变压器、整流电路、滤波电路、稳压电路组成，其组成框图如图1：
直流稳压电源各部分的作用
（1）电源变压器：主要是降压器，用于把220V的交流电转换成整流电路所需要的交流电压Ui。（2）整流电路：利用整流二极管单向导电性，把交流电U2转变为脉动的直流电。（3）滤波电路：利用滤波电容将脉动直流电中的交流电压成分过滤掉，滤波电路主要有桥式整流电容滤波电路和全波整流滤波电感滤波电路。（4）稳压电路：利用稳压管两端的电压稍有变化，会引起其电流有较大变化这一特点，通过调节与稳压管串联的限流电阻上的压降来达到稳定输出电压的目的，用于将不稳定的直流电压转换成较稳定的直流电压。
3.2直流稳压电源的设计方法
直流稳压电源的设计，是根据其输出电压Uo、输出电流io等性能指标的要求，确定出变压器、集成稳压器、整流二极管和滤波电路中所用元器件的相关性能参数，选择出这些元器件。
具体设计方法分为三个步骤：第一步：根据直流稳压电源的输出电压Uo、最大输出电流iomaX，确定出稳压器的型号及电路形式。第二步：根据稳压器的输入电压Ui，确定出电源变压器二次侧电压U2；根据稳压电源的最大输出电流iomaX，确定出流过电源变压器二次线圈的电流i2和电源变压器二次线圈的功率p2；再根据p2，确定出电源变压器一次线圈的功率p1。然后根据所确定的参数，选择合适的电源变压器，一般为12v。第三步：确定整流二极管的正向平均电流iD、整流二极管的最大反向电压URm和滤波电容的容量值以及耐压值。根据所确定的参数，选择合适的整流二极管和滤波电容。
4电路设计步骤
电路设计思路想出后，考虑实际电路具体设计步骤，完整的设计步骤是整个电路的核心部分，因此在设计过程中实际设计步骤显得尤为重要，具体步骤为以下几步：
4.1电路图设计方法
电路图设计使用pCB制图软件制作
4.2电路原理图的设计
电路原理设计使用protel2000制图软件设计电路原理图如图2。
4.3直流稳压电源实物设计
如图3所示安装直流稳压电源电路的前半部分整流滤波电路，然后从稳压器的输入端加入直流电压Ui？燮12V，调节Rw，如果输出电压也跟着发生变化，说明稳压电路工作正常。用万用表测量整流二极管的正、反向电阻，正确判断出二极管的极性后，先在变压器的二次测线圈接上额定电流为1a的保险丝，然后安装整流滤波电路。安装时要注意，二极管和电解电容的极性不能接反。经检查无误后，才将电源变压器与整流滤波电路连接，通电后，用示波器或万用表检查整流后输出电压Ui的极性，若Ui的极性为正，则说明整流电路连接正确，然后断开电源，将整流滤波电路与稳压电路连接起来。然后接通电源，调节Rw的值，如果输出电压满足设计指标，说明稳压电源中各级电路都能正常工作。
5电路设计总结
通过论述直流稳压电源电路的设计过程，强化了本人所教学科《电子技术基础》中模拟电路部分知识和《电子电路的安装与调试》实验部分知识。所设计的直流稳压电源电路，广泛运用于生活中，例如手机的充电电源、冰箱的稳压电源等。同时，也通过查阅参考书，网上资料等拓宽了自己专业方面的知识面。论述过程中，通过边教学边调研边实践的方式使本人对直流稳压电源电路设计过程有了一些新的认识，特别是强化了自己的教学能力，增强了所教专业学生掌握理论知识的能力，提高了其动手操作的能力。通过一段时间的教学效果来看，我所教授专业的学生对学院的此种教学改革适应快，容易接受，对教师所设计的教学模块感兴趣，并且激发了继续探究这一教学模块的动力，这也充分证明了学院提出的此种教学改革是可行的。
参考文献
[1]郭S.电子技术基础（第四版）[m].北京：中国劳动社会保障出版社.
[2]王建.维修电工技能训练（第四版）[m].北京：中国劳动社会保障出版社.
电源电路的设计篇9
【关键词】电子线路实验分析
一、电源的应用背景
电源可分为交流电源和直流电源，它是任何电子设备都不可缺少的组成部分。交流电源一般为220V、50HZ电源，但许多家用电器设备的内部电路都要采用直流电源作为供电电源，如收音机、电视机、带微控制处理的家电设备等都离不开这种电源。直流电源又分为两种：一类是能直接供给直流电流或直流电压，如电池、蓄电池、太阳能电池、硅光电池、生物电池等；另一类是将交流电变换成所需的稳定的直流电流或电压，这类变换电路统称为直流稳压电路。现在所使用的大多数电子设备中，几乎都必须用到直流稳压电源来使其正常工作。220V、50HZ的单向交流电源变压器降压后，再经过整流滤波可获得低电压小功率直流电源。然而，由于电网电压可以有+10%变化。为此必须将整流滤波后的直流电压由稳压电路稳定后再提供给负载，使负载上直流电源电压受上述因素的影响程度达到最小。直流电源电压系统一般有四部分组成，他们分别是电源变压器、整流电路，滤波电路、稳压电路。
二、总体设计
（一）设计的目的和任务
1、设计目的
（1）了解整流、电容滤波电路的工作原理；（2）掌握集晶体管稳压电源设计方法；（3）掌握仿真软件ewB使用方法；（4）掌握稳压电源参数测试方法。
2、设计任务
（1）稳压电源的主要技术指标：①电网供给的交流电压为220V，50Hz；②输出电压为6～12V；③输出电阻《0.4Ω；④最大允许输出电流2a；⑤稳压系数S《8*10-?；⑥输出纹波电压《10mv（当io=2a）；⑦具有限流保护功能，输出短路电流
（2）设计要求：①根据设计要求确定直流稳压电源的设计方案，计算和选取元件参数。②完成各单元电路和总体电路的设计，并用计算机绘制电路图。③完成电路的安装、调试、使作品能达到预期的技术指标。④给出测试各项技术指标的方法，撰写测试报告。
（二）设计原理
1.设计原理
电子线路在多数情况下需要用直流电源供电，而电力部门所提供的电源为220V、50HZ交流电，故应首先经过变压，整流，然后在经过滤波，和稳压，才能够获得稳定的直流电稳压电路稳定后再提供给负载，框图如下：
2.串联型晶体管稳压电路
晶体管串联稳压电源的组成，220V交流市电经过变压，整流，滤波后得到的是脉动直流电压Vi，他随市电的变化或直流负载的变化而变化，所以，Vi是不稳定的直流电压，为此，必须增加稳压电路。稳压电路取样电路，比较电路，基准并电压，和调整元件等部分组成
（三）总体设计方案
1.变压环节
通电为电压220V，频率为50Hz，为了保证后面可调范围为6～12V，选择初次级线圈匝数比为2000：141的pq4-10
2.整流、滤波环节
实验选择4个in4002的二极管作为整流电路
因为市电频率是50Hz为低频电路，选择RC滤波电路。本实验选择的电容为1200μF
3.稳压环节
（1）调整元件。作为一个理想的电源，其内阻应该尽量小才能保证具有稳压的效果，根据晶体管放大器的知识可知：共集电极电路的输出阻抗最小。所以选择共集电极电路来实现，且尽量选择β值较大的晶体管，但是后来会发现并不是如此。由于电流和功耗等的影响，所以最好采用复合管来实现该要求，且有一个大功率管就可，本实验该电路选择的晶体管型号为2n3414（早期电压为51V，测试前高电流拐点为4.6a，功率很大），其它两管为小功率管mRF9011
（2）取样电路。这部分由两个电阻和电位器来实现，通过调整电位器的使输出电压的可调范围从6V到12V。
4.参数计算
输出电压V0=5.982～12.15V
最大输出电流2a
R0计算：Ro=ΔVo/Δio*Vo
RL=50Vo=7.177V，io=143.5ma
RL=100Vo=7.181V，io=71.82ma
R0=0.35
稳压系数：s=0.038
Ro=ΔVo/Δio*Vi/V0
当vi=23.16v时候，v0=7.176
当vi=20.86v时候，v0=7.146
通过计算可得S=0.038
符合要求
纹波电压20.1mv
输出电流=3.016a
三、结束语
通过这次课程设计，我对于模电知识有了更深的了解，尤其是对串联直流稳压电源方面的知识有了进一步的研究。在电路的仿真过程中也提升了我的动手能力，实践能力得到了一定的锻炼，加深了对模拟电路设计方面的兴趣，理论与实践得到了很好的结合，加深自己对实用价值和理论的统一的了解，但对于理论和实际应用的统一和对于器件在实际中的使用还有很大的不足，不能在使用器件时选择合适的参数的器件，不能根据器件的编号知道器件的基本功能。在这方面需要很大的提高。
电源电路的设计篇10
关键词：住宅；电气设计
中图分类号：tm642+.4文献标识号：a文章编号：2306-1499（2013）07
电气随着经济生活水平的不断提高，人们对电气安装工程质量有了更高的要求。目前，我国各种电气设备和民用电器有了很大的发展，住宅电气设计属于建筑电气配电设计，在设计时要严格执行国家规范，多多注意细节之处的设计，更好地满足人们生活水平的需要。
1.每户配电系统问题
《住宅设计规范》第6.5.2条第1点规定住宅供电应采用tt、tn-C-S、tn-S三种接地方式。在设计时由城市公用低压线路供电的住宅楼一般采用tt系统：住宅小区的每幢住宅楼采用由小区变配电站配电时采用tn-C-S系统；对附设有配电所的高层电梯住宅采用tn-S系统。
1.2每户电源进线问题
大多数住宅每户一般都为单相电源进线。随着社会的发展和生活水平的提高，住宅电源应采用三相电源进线，出线回路亦设一路三相断路器作空调主机电源。《住规》第6.5.2条第5点还规定每套住宅进线断路器应采用同时断开相线和中性线的开关电器，所以对于单相电源进线采用双极开关；对于三相电源进线采用四极开关。在配线过程中各出线断路器的相线与零线要分别从电源取电，禁止各出线间跳线连接。
1.3每户配电箱出线回路的设计问题
一般出线回路按照明、普通插座、空调插座、厨房插座、电热水器插座等回路设计。另一种方式，除了厨房和电热水器插座回路外，其余插座完全可以按房间分片区设置回路，且线路敷设方便，交叉少。
1.4每户的电源进线不应小于10mm2
住宅一方面向大户型大面积方向发展，另一方面也有向小户型发展的情况。对于类似小户型应允许将每户电源进线减至6mm2，但为了避免施工方偷工减料的情况，以及作为配电预留，还是有必要统一，用不小于10mm2的电源进线。
1.5电能表的选型及表箱的设置
住宅照明计量表箱的设置方式在《民用建筑电气设计规范》JGJ/t16-92第8.2.2.2条中做了详细规定，对单相电源进线的用户采用单相电表，对三相电源进线的用户采用三相电表。另外，在城市电网直供用户可享受波峰波谷电价的地区应采用分时段计量电表。本地区应用较常见的是6只、9只、12只电能表，结构尺寸也基本固定为980×720×160、1310×720×160和1310×850×160。
2.漏电断路器极数及漏电动作电流的选择
《住规》第6.5.2条第7点要求每栋楼进线断路器设漏电保护，常遇到的问题是断路器的极数与漏电动作电流的选择。根据《低压配电设计规范》GB50054-95第4.5.6条规定“当装设漏电电流动作的保护电气时，应能将其所保护的回路所有带电导线断开。”在住宅设计中多为单相负荷或单相负荷与三相负荷同时存在，n线不可能保持地电位，所以应选用三相四极漏电断路器（末端插座回路选用两极漏电断路器或可断开n线的1p+n型漏电断路器）。设漏电保护的目的根据条文说明是为防电气为灾，根据《低压配电设计规范》GB50054-95第4.4.21条“其额定动作电流不应超过0.5a”以此为依据进行设计。防电气火灾的安全意识的提高首先就是选择漏电断路器作为进线断路器进行漏电保护。
3.进线电源中性线规格问题
对于一栋住宅楼而言，其进户电源一般设计采用三相五线制电源。设计人员进行配电设计时，对三相的负荷进行平衡后，从经济角度考虑，其中性线截面往往按规定的下限选取。认为三相负荷平衡时中性线上电流接近零，但在实际工程中笔者曾发现住宅三相电源的中性线电流接近甚至大于相线电流。笔者分析认为其原因在于：一方面住户在用电时，实际三相负荷是不平衡的，因此，设计人员在进行配电系统设计时，应充分考虑到住宅用电设备的多样性和住户用电的不平衡性，慎重选择中性线的截面，以确保用电安全。
4.工程安装施工方面
应配备专业人员，做到知识化、专业化，应从过去的目测检查深化到科学检查，在保留过去对操作工艺检查的同时，还应要求施工人员对图纸的质量进行检查，检查图纸的设计数据有无错误和隐患，同时检查电气设备的产品质量，并制定设备进场的保管条例，杜绝电气事故的发生。管内穿线符合要求，不同电压的导线不能穿在同一穿线管内，不同一个回路导线（除规范有规定者外）不应穿在同一个穿线管内；导线穿线时要注意穿线管的空闲面积，一般导线截面积（边外皮计算在内）不应超过穿线管孔内面积的40%。